двух управляющих напряжений Uy и U. Поскольку входной ток ОУ и напряжение иа инвертирующем входе приблизительно равны нулю, на фоторезисторе Rf падение напряжения равно U, а ток через R2 равен VylR. Поэтому сопротивление R1 устанавливается разным /?1 = RzO-jOy. Прн идентичных фоторезисторах R1 и R1 выходное напряжение инвертирующего усилителя 0У1 равно

Точность такого умиожнтеля-делителя зависит от степени идентичности характеристик фоторезисторов и линейности характери-сгики их сопротивлений от напряжения, Следует, однако, учитывать, что влияние нелинейности этой зависимости взначнтельной

I----1

о-нГ=

Ох\ R1 I

RZ(Rz Rf)

о-ЧГ

Ou RI

RliRRi)

Рис 3 15. Ульшжигели на основе перемеггного сопротивления фоторезисторив \а) и полевых транзисторов (б)

степени уменьшено включением фоторезисторов в цепь ОС усилжеля ОУ2 Для получения устойчивой работы схемы, а точнее, отрицательной ОС необходимо выполнить условия V 0, t/ 0. Эти требования ограничивают рабочий диапазон входных напряжении двумя квадрантами. Полоса пропускания схемы обычно невелика из-за сравнительно плохих динамических параметров фоторезисторов.

Брлее быстродействующую схему можно пoлyчть, заменив ф;то-резисторы па ПТ (рис 3,15, 6) На начальном участке вольт-амперной характеристики полевой транзистор по существу является резистором с сопротивлением, управляемым по цепи затвора. Влияние температурного дрейфа и нелинейности характеристики этого сопротивления от управляющего напряжения на точность умножения значительно уменьшается включением ПТ в цепь ОС усилителя ОУ2 Однако это сопротивление чувствительно к изменениям напряжений исток-сток н затвор-исток транзистора. Поэтому прн и ф сопротивления транзисторов отличаются и при отсутствии резисторов R1-R3 появляется дополнительная оииибка. Выбирая сопротивления этих резисторов, следует учитывать, что прн

чрезмерном ослаблении ими входных сигналов схема становится более чувствительной к напряжению смещений нуля и входным токам ОУ. Обычно достаточно выбрать lOR-i. Ошибка из-за нелинейиости в этой схеме при правильном выборе элементов будет меньше 2%.

Рассмотренный тип перемножителей-делителен целесообразно использовать в тех случаях, когда для двух квадрантов необходимо получить максимальное быстродействие и не требуется высокая точность вычисления.

Pes.Z

m759f

ПОн Рез.У

3,07 o-i 1-4 0,Sfy7

Рис. 3 16. Логарифмический учножитель-.(1Слитель

У*множктелк на логарифмических усилителях наиболее очевидны для построения и просты для расчета. Алгоритм их синтеза сводится к выполнению последовательности следующих операций; 1. !п V, In Vy. 2. In + In t/y = In VVy. 3. antiln [In X X Щ\ = U,Uy.

WsBtcTBo большое число различных схе: ! одноквадрантных умножителей-делителей, состоящих из трех логарифмических усилителей и одного антилогарифмического Одна из наиболее удачных схем показана на рис. 3.16. Логарифмические усилители 0У1, 0У2, ОУЗ и антнлогарифмический 0У4 используют две пары интегральных транзисторов типа 1НТ591.

Выхоаное напряжение перемножнтеля вых = h-iii где /эт4 гр ехр (t/эб 74/9?) - эмиттерный ток транзистора Т4.

Напряжение и(,п определяется нз равенства

t/gG Ti = г; + t/gg гз - Т2 - Ч>т In

Rz R?.

и, и.

- Подставляя Оэвт в выражение для hтi а затем /эТ4 в и предполагая идентичными транзисторы и ОУ, получаем

/вых Ь% при О и и,>0.

Rz Ry <~z.

Как видно из последнего выражения, выходное напряжение логарифмического умножителя не зависит от температуры, а масштабный коэффициент просто задать отношением сопротивлений внешних резисторов.

Высокая точность и большой динамический диапазон амплитуд входных сигналов при умножении и делении, характерные для дайной схемы, обусловлены следующими факторами. Во-первых, использованием идентичных пар транзисторов с р = 1(Ю и ОУ 140УД6 с температурным дрейфом fym < 20 мкВГ С и входными токами < 30 нА. Поэтому даже при входных сигналах порядка 100 мВ приведенная ко входу погрешность не превышает 0,5%, а ошибка из-за нелинейности менее 0,5%. Д4Э-вторых, суммированием логарифмов токов, а не их абсолютных величин Благодаря этому исключено насыщение транзисторов в широко.м диапазоне изменения входных напряжений.

Недостаток схемы, присущий большинству логарифмических схем, построенных на ОУ и диодах, - зависимость полосы рабочих частот от величины входных сигналов Например, ширина полосы пропускания при входном напряжени!! 10 В составляет 100 кГц, а при 1 В сужается до 10 кГц

Умножение на основе переменной крутизны в простейшем двух-квадрантном перемножителе (рис. ЗЛ7, а) достигается изменением эмиттериого тока (а следовательно, и крутизны g = I-Jr) транзисторов Tl и Т2. Изменение коллекторного тока любого из транзисторов в зависимости от t/os записывается как Д/ 1 У. X Uj2ipT. ОУ преобразует дифференциальный шхолтй ток / в напряжение (Уых =uRi- И.зненяя ток напряжением Uy в соответствии с равенством = VyiR получаем

Как видно из схемы, напряжение (Jy должно быть отрицательным. Линейность работы схемы на рис. 3.17, а порядка ЪЬ сохраняется лишь при t/y < - i В и Uy.<i\,b Ё, что соответствует напряжению меньше 40 мВ, подаваемому на базу транзистора Tl. Для уменьшения влияния температурного дрейфа tpr в качестве R4 следует использовать терморезистор с ТК/? = 0,33%/° С. Несмотря на этот недостаток схема на рис. 3.17, а проста и эффективна в смесителях и балансных модуляторах радиочастотных сигна-, лов, амплитуда которых меньше 40 мВ.

Улучшенный перемиожитель на основе переменной крутизны показан на рис. 3.17, б. Для компенсации нелинейности транзисторов Tl и Т2 при t/j.> 10 мВ используются логарифмирующие свойства диодов Т . и Т4. Последние логарифмируют ток, поступающий