На рнс. 29,а показана схема пассивного П-образного индуктивно-емкостного фильтра нижних частот. Точками 1, 3, 5 обозначены выходы схемы для фильтров соответственно первого, третьего и пятого порядков. Фильтр первого порядка не содержит катушек индуктивности и представляет собой обычную интегрирующую цепочку. Здесь R - выходное сопротивление амплитудного детектора с емкостной нагрузкой Ci. Сопротивление нагрузки фильтра предполагается большим.

Рис. 29. Схемы фильтров нижних частот.

а - индуктивно-емкостная; б - на основе эмнттерных повторителей (коллекторы транзисторов Ti и Тг должны быть соединены); в -иа основе операционных усилителей.

Если у фильтра, выполненного на пассивных элементах, поменять местасии вход и выход, он сохраняет свои характеристики. Например, если подключить выход фильтра вместо сопротивления R к выходу параметрического детектора (рис. 27,а), а вход фильтра соединить с усилителем низкой частоты, то входное сопротивление УНЧ должно быть равно сопротивлению R.

В табл. 2 приведены данные для расчета индуктивно-емкостного фильтра нижних частот. Исходными являются полоса пропускания фильтра йф и сопротивление резистора R. Фильтры четных порядков применять нецелесообразно, так как, сохранив то же количество

катушек и добавив всего один конденсатор, можно повысить порядок фильтра на единицу.

Для построения активных ?С-фильтров без катушек индуктивности используются усилители с глубокой отрицательной обратной связью, у которых большое входное и низкое выходное сопротивления.

На рис. 29,6 приведена схема ФНЧ, выполненная на основе эмнттерных повторителей. Точками 2 и 4 обозначены выходы схемы для фильтров соответствующего порядка. Предполагается, что на вход схемы кроме сигнала подается напряжение смещения, обеспечивающее режим транзисторов по постоянному току. Сопротивления pesHCToptiB выбираются в зависимости от тока транзисторов в пределах 2-10 кОм, причем i?i=/?2, R3=R. Сопротивление резистора R\ включает в себя выходное сопротивление источника сигнала. Транзистор с большим коэффициенто.м усиления ставится на выходе фильтра.

Расчет пассивных П-образных ФНЧ

Таблица 2

На рнс. 29,е показана схема фильтра, выполненного на основе интегральных усилителей с отрицательной обратной связью по напряжению. Такой фильтр позволяет одновременно усилить низкочастотный сигнал. В усилителе используется инвертирующий вход, т. е. выходное напряжение противоположно по полярности входному. В каждом каскаде обратная связь по напряжению осуществляется через делители RxR и R. Коэффициент усиления каскада обратно пропорционален коэффициенту передачи делителя. Питание фильтра зависит от конкретного типа интегральной схемы и на рис. 29,в не показано.

Расчет активных /?С-фильтров второго - четвертого порядков проводится по табл. 3. Фильтры более высоких порядков критичны к разбросу параметров элементов схемы.

Фильтр нижних частот третьего порядка с полосой пропускания 3,5 кГц, содержащий один эмиттерный повторитель или катушку индуктивности и два конденсатора, при расстройке на 10 кГц позволяет получить избирательность 28 дБ, что превышает требования к радиовещательному приемнику третьего класса. При этом не нужны какие-либо другие селективные цепи, кроме колебательного контура синхронного гетеродина.

В системах фазовой автоподстройкн частоты фильтры нижних частот, которые стоят после синхронного фазового детектора, входят в замкнутую цепь с обратной связью и выбор схемы ограничен условием устойчивости цепи. Здесь наибольшее распространение получил пропорционально-интегрирующий фильтр. В комплексной фор-

ме характеристика коэффициента передачи пропорционально-интегрирующего фильтра описывается уравнением

(ф=(l-f/m2T)/(l + /Sx).

(33)

а нормированная амплитудно-частотная характеристика - уравнением

где т - постоянная времени ФНЧ.

Расчет активных ФНЧ

(34)

Таблица 3

На низких частотах выражение дли коэффициента передачи пропорционально-интегрирующего фильтра совпадает с характеристикой интегрирующей цепочки, для высоких частот -это емкостный делитель. Когда параметр фильтра равен нулю, фильтр вырождается в интегрирующий. Воз.можные схемные реализации пропорционально-интегрирующего фильтра и формулы для его расчета показаны в табл. 4.

В последней схеме активного фильтра сопротивление резистора следует выбирать намного больше, чем резистор \Ri. Во всех случаях предполагается, что сопротивление источника сигнала равно нулю, а сопротивление нагрузки пропорционально-интегрирующего фильтра велико.

Фазовращатели. Напряжение синхронного гетеродина, которое получено с помощью системы фазовой автоподстройки частоты, ортогонально по отношению к несущей частоте принимаемого сигнала. Чтобы сдвинуть его фазу на 90°, в одноканальных приемниках амплитудно-модулированных колебаний перед синхронным амплитудным детектором ставится фазовращатель. в двухканальных синхронных приемниках фазовращатели применяются для получения двух одинаковых по амплитуде напряжений сигнала или гетеродина с взаимным фазовым сдвигом, также равным 90°.

При фиксированной частоте фазовый сдвиг высокочастотного сигнала осуществляется обычно с помощью последовательной 7?С-цепочки, у которой активное и емкостное сопротивлении равны. Симметричное входное напряжение подводится ко всей цепочке, несимметричное выходное снимается с точки соединения элементов. Сдвиг фазы выходного напряжения на 90° по отношению к входному можно получить также с помощью двухкоитуриого полосового фильтра.

Диапазонный фазовращатель с частотно-независимым коэффициентом передачи практически выполнить невозможно. Гораздо

проще обеспечить постоянное соотношение напряжений и постоянный фазовый сдвиг, равный 90°, между двумя выходными сигналами, прошедшими через фазосдвигающие цепочки. Схемы и расчетные формулы таких широкополосных фазовращателей приведены в табл. 5.

Симметричное напряжение подается иа входы 1 и 2. Напряжения на выходах 3, 4 сдвинуты по фазе одно относительно другого иа 90°. в двухканальном приемнике используются два одинаковых фазовращателя. в одном канале сумматор подключается к выходу 3 первого, а в другом - к выходу 4 второго фазовращателей. При измеиении рабочей полосы частот сумматор переключают к выходу 4 первого и к выходу 3 второго фазовращателей.

Таблица 4

Пропорционально-интегрирующие фильтры

Схема

с Rz

R(Cг + C,)

(R + R2)C

Ю + К) /?. + /?,)] с

Расчетные данные табл. 5 приведены для коэффициента перекрытия по диапазону, равного 12, например для полосы частот 300-3600 Гц или 150 кГц - 1,8 МГц. Через Sg, обозначена среднегеометрическая частота границ полосы пропускания фазовращателя. Для всех схем при подборе элементов с точностью до 1% погрешность фазового сдвига Дф ие превышает 0,03.

Фазовращатель на пассивных /?С-элементах (схема I) имеет коэффициент передачи по напряжению 0,3. Сопротивление резисто-

Широкополосные фазовращатели

Схема

Расчетаые форм>лл

Q/?,C, = 0.498 9фЛ,С. = 2,01

- - - 0 IT ;

Q/?,C. = 0.146

4?,Cз = 0.586 ФгC. = 6.86

Q/L,C, = 2,01 Q /I3 = 0,498

= == 0,0725 L, С,

i? = 1.36/L, C;

ра .Ri выбирается в зависимости от рабочей частоты в пределах от одного до нескольких десятков килоом и должно быть намного меньше входного сопротивления последующих усилительных каскадов.

Больший коэффицнент передачи имеет фазовращатель с буферными транзисторами (схема 2). Коэффицнент передачи этой схемы приближенно равен коэффициенту усиления третьего каскада. Вход фазовращателя несимметричный. Регулировки фазы и амплитуды входных напряжений независршые. В каждом каскаде эмиттерные и коллекторные резисторы одинаковы и имеют сопротивление около одного килоома. Сопротивления резисторов Ri н R намного больше.

Резистивно-емкостные схемы целесообразно применять в диапазоне от длинных до средних волн. На более высоких частотах (около 20-30 МГц) емкости конденсаторов фазовращателя оказываются равными единицам пикофарад, а сопротивления - десятка.м ом. Это соизмеримо с емкостями монтажа, а также с реактивными проводи-мостями транзисторов. Для индуктивно-емкостных фазовращателей (схема 3) частотная граница применимости при сохранении высокой точности фазового сдвига лежит в пределах 30-50 МГц.

Рассмотренные в настоящем параграфе элементы синхронного демодулятора могут быть выполнены на микросхе.мах. Перечень некоторых микросхем дается в приложении.

СХЕМЫ СИНХРОННЫХ ДЕМОДУЛЯТОРОВ

На рис. 30 показана принципиальная схема демодулятора для одноканального АМ-ЧМ приемника, разработанная фир.мой Сигие-тик . Она построена на основе системы фазовой автоподстройки частоты и выполнена на интегральных компонентах. Кроме конденсаторов, почти все элементы схемы размещаются на кремниевой пластине размером 1,7X1,8 ММ.

Фазовый детектор выполнен на транзисторах 7 i-Гу, амплитудный - на Те-7 м, синхронный гетеродин - на Тц-Т, предварительный усилитель низкой частоты -на Ts-Ггв. Положение переключателя Bi, показанное на рисунке, соответствует режиму приема AM сигналов. Напряжение сигнала через вход 2 подается на базу транзистора а.мплитудиого детектора Ги, а сн.мметричное напряжение синхронного гетеродина - на базы транзисторов 7 i-Ti и Гв-Гц. Низкочастотное напряжение снимается с сопротивления нагрузки детектора Ra и через разделительный конденсатор Се подается на выход 3. Конденсатор С?, резистор Ra и сопротивление внешней нагрузки образуют фильтр иижиих частот. Одновременно входное напряжение AM сигнала сдвигается по фазе цепочкой /JaCsRiCa и поступает на базу транзистора Га, который входит в схе.му фазового детектора. В схеме должно выполняться условие RiC2= =?2Сз=1/(йс, где Шс -частота входного сигнала.

Выходной сигнал фазового детектора проходит через симметричный пропорционально-интегрирующий фильтр нижних частот, образованный сопротивлениями Rn, Ris, R\i, Ris и конденсаторами Со, С,о. Затем через эмиттерные повторители, выполненные на транзисторах Г25 и Tit, Тц, сигнал подается в разной полярности на базы и эмиттеры транзисторов управляющей схемы Г1В и Г20- Прн изменении тока этих транзисторов изменяется частота генерации гетеродина и последний с точностью до фазы может синхронизироваться несущей частотой.