Главная >  Функции преобразования модуляторов 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 [ 23 ] 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75

X 2 Спе -- Re {А& 0(1-2 (cOq - со) ез*х

п=-оо

п=-со

Я=-00 ПфО

Из последнего выражения следует, что, кроме первого слагаемого, составляющую основного сигнала содержит также слагаемое

Не {АеИ - ) ){1l-Z {щ - со) е* ( - )) е ==

л=-оо

Не(.4е(- - )0 [1 - Z(coo -со) езч-\~1т{Ае () +

= Im {Ае ) (1 - Z (СОо - со) е < - >) +

я=-со я+о; ±1

+ Im (eJ(2-.-)) (1 - Z (соо - со) е->К .- >) +

+-Не(.4ез( -))(1-Z(coo -со)езЧ( - )) Се -Следовательно,

Я=-ОО

я+о; ±1

. Мвых (О = KoCl Im (.4еЗ 0 Z (со) ei*( ) - Не (JieC - )) X

X [1 - Z (сОо - со) eJC - )] + ifoo Im {Ае) V C eJ * +

Я=-00 n + 0

+ i!:oCoIm(4e )Z(co)e*M С - 1т(.4ез ) X

Я=-ОО я#0

X [1 - Z (сОо - со) еМ- )] Re (ез( - >0 X

X (1 - Z (сОо - со) еМ-)) 2 С ез +

Я=-00

пФо; ±1



iTp Im (Аез )

V С. е

/1=-ОО

- 1ш {Ае<- 1) (1 - Z(fflo - ш) e:i>i( .- )).

Слагаемые, подчеркнутые прямой Л1гнией, составляют основной усиленный сигнал, остальные члены--побочные продукты преобразования. Таким образом,

мвых (О = 01га (ei ) [Cl (1 + Z (со) -

- (1 - Z (сОо - со) ез!* - ))] -f

+ KoColm (Ле- 0 (1 + Z (ю) е-( )) V О -

п=-со п + 0

Re (ЛеЛ .- )) (1 - Z (сОо - со) e-J-t - )) Cq + Cneco.j-

п--со 1+0; ±1

- (keifs - )) (1 - Z (соо - w) е - )). (4. 10

Легко видеть, что при произвольных значениях со уравнение прямой цепи выразится следуюш;им образом:

fBHx (О = 0 Im {Aei-) [cl (1 + Z (м) ei(-))

К,Со Im (ei ) (1 + Z (м) e< >) V С.е -

n~-со

2 c )-[(2;;i)

n--CO n+o; ±(2m-1)

X (l-Z(Q )e ),

(4.11)

(2m -l)coo -co = Q,; 2(2те -l)cuo -co =



(2m - 1) - номер гармоники функции преобразования модулятора, которая с входным сигналом дает разностную час-j тоту, меньшую сОн- Первое слагаемое выражения (4.11) пред-

ставляет входной усиленный сигнал.

При Z (Q ) еЗ( п) = 1, т. е. для диапазона частот О ~ Мц - - <Вн, уравнение (4.11) переходит в (4.4).

1. Анализ полученных уравнений показывает, что коэффициент передачи УПТ с двукратным однополупериодным преобразованием для сигнала частоты ш, удовлетворяюш,ей неравенствам W Шн, j (2w, - 1) cOq - сй I cHi в два раза выше, чем для постоянной составляюп!;ей. Объясняется это тем, что полезный выходной схггнал включает сигнал прямого прохождения, величина которого для разных частот входного сигнала различна и изменяется в соответствии с частотной характеристикой усилителя с /?С-связями.

2. Полоса пропускания теоретически ограничивается половиной частоты преобразования, т. е. не может быть больше меньшей из комбинационных составляюш;их (мд - со), входя-ш,ей в побочные продукты преобразования, которые обычно подавляются фильтром нижних частот на выходе. Это условие согласуется с известной импульсной теоремой В. И. Котель-никова о верхней граничной частоте 20, 52, 57].

3. На входе усилителя должен быть применен фильтр нижних частот, чтобы исключить проникновение сигнала частоты большей, чем 0,5 соц. В противном случае такой сигнал после двукратного преобразования может привести к появлению среди спектра комбинационных частот выходного сигнала частоты меньшей, чем 0,5 Мц, которая попадет в полосу прозрачности выходного фильтра нижних частот.

4. Поскольку в общем случае полезный сигнал включает составляющую прямого прохождения

которая обусловлена присутствием постоянного члена в функциях преобразования модулятора и демодулятора, в усилителе неизбежны фазовые искажения сигнала. Это обстоятельство ограничивает возможность введения глубокой стабилизирующей обратной связи из-за возможного возникновения генерации на нижних частотах.

Указанные особенности УПТ с двукратным однонолупериод-ным преобразованием связаны с двумя явлениями: отличие 5 коэффициентов передачи для сигналов разных частот и фазовые

искажения обусловлены спадом характеристики резистивпого усилителя в области низких частот; теоретическое ограничение



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 [ 23 ] 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75