Главная
>
Функции преобразования модуляторов X 2 Спе -- Re {А& 0(1-2 (cOq - со) ез*х п=-оо п=-со Я=-00 ПфО Из последнего выражения следует, что, кроме первого слагаемого, составляющую основного сигнала содержит также слагаемое Не {АеИ - ) ){1l-Z {щ - со) е* ( - )) е == л=-оо Не(.4е(- - )0 [1 - Z(coo -со) езч-\~1т{Ае () + = Im {Ае ) (1 - Z (СОо - со) е < - >) + я=-со я+о; ±1 + Im (eJ(2-.-)) (1 - Z (соо - со) е->К .- >) + +-Не(.4ез( -))(1-Z(coo -со)езЧ( - )) Се -Следовательно, Я=-ОО я+о; ±1 . Мвых (О = KoCl Im (.4еЗ 0 Z (со) ei*( ) - Не (JieC - )) X X [1 - Z (сОо - со) eJC - )] + ifoo Im {Ае) V C eJ * + Я=-00 n + 0 + i!:oCoIm(4e )Z(co)e*M С - 1т(.4ез ) X Я=-ОО я#0 X [1 - Z (сОо - со) еМ- )] Re (ез( - >0 X X (1 - Z (сОо - со) еМ-)) 2 С ез + Я=-00 пФо; ±1 iTp Im (Аез ) V С. е /1=-ОО - 1ш {Ае<- 1) (1 - Z(fflo - ш) e:i>i( .- )). Слагаемые, подчеркнутые прямой Л1гнией, составляют основной усиленный сигнал, остальные члены--побочные продукты преобразования. Таким образом, мвых (О = 01га (ei ) [Cl (1 + Z (со) - - (1 - Z (сОо - со) ез!* - ))] -f + KoColm (Ле- 0 (1 + Z (ю) е-( )) V О - п=-со п + 0 Re (ЛеЛ .- )) (1 - Z (сОо - со) e-J-t - )) Cq + Cneco.j- п--со 1+0; ±1 - (keifs - )) (1 - Z (соо - w) е - )). (4. 10 Легко видеть, что при произвольных значениях со уравнение прямой цепи выразится следуюш;им образом: fBHx (О = 0 Im {Aei-) [cl (1 + Z (м) ei(-)) К,Со Im (ei ) (1 + Z (м) e< >) V С.е - n~-со 2 c )-[(2;;i) n--CO n+o; ±(2m-1) X (l-Z(Q )e ), (4.11) (2m -l)coo -co = Q,; 2(2те -l)cuo -co = (2m - 1) - номер гармоники функции преобразования модулятора, которая с входным сигналом дает разностную час-j тоту, меньшую сОн- Первое слагаемое выражения (4.11) пред- ставляет входной усиленный сигнал. При Z (Q ) еЗ( п) = 1, т. е. для диапазона частот О ~ Мц - - <Вн, уравнение (4.11) переходит в (4.4). 1. Анализ полученных уравнений показывает, что коэффициент передачи УПТ с двукратным однополупериодным преобразованием для сигнала частоты ш, удовлетворяюш,ей неравенствам W Шн, j (2w, - 1) cOq - сй I cHi в два раза выше, чем для постоянной составляюп!;ей. Объясняется это тем, что полезный выходной схггнал включает сигнал прямого прохождения, величина которого для разных частот входного сигнала различна и изменяется в соответствии с частотной характеристикой усилителя с /?С-связями. 2. Полоса пропускания теоретически ограничивается половиной частоты преобразования, т. е. не может быть больше меньшей из комбинационных составляюш;их (мд - со), входя-ш,ей в побочные продукты преобразования, которые обычно подавляются фильтром нижних частот на выходе. Это условие согласуется с известной импульсной теоремой В. И. Котель-никова о верхней граничной частоте 20, 52, 57]. 3. На входе усилителя должен быть применен фильтр нижних частот, чтобы исключить проникновение сигнала частоты большей, чем 0,5 соц. В противном случае такой сигнал после двукратного преобразования может привести к появлению среди спектра комбинационных частот выходного сигнала частоты меньшей, чем 0,5 Мц, которая попадет в полосу прозрачности выходного фильтра нижних частот. 4. Поскольку в общем случае полезный сигнал включает составляющую прямого прохождения которая обусловлена присутствием постоянного члена в функциях преобразования модулятора и демодулятора, в усилителе неизбежны фазовые искажения сигнала. Это обстоятельство ограничивает возможность введения глубокой стабилизирующей обратной связи из-за возможного возникновения генерации на нижних частотах. Указанные особенности УПТ с двукратным однонолупериод-ным преобразованием связаны с двумя явлениями: отличие 5 коэффициентов передачи для сигналов разных частот и фазовые искажения обусловлены спадом характеристики резистивпого усилителя в области низких частот; теоретическое ограничение
|