Главная >  Функции преобразования модуляторов 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 [ 38 ] 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75

ло показано (см. п. 4.4), имеет вид

(2m-1) я

при этом напряжение на выходе нижнего канала

mLx (О = Im ( ifoa ifп (О (/ ) (t). (6.3-3)

Поскольку в этом случае минимальная разностная частота, возникающая после преобразователя Пд, равна нулю, а все другие комбинационные частоты выше сощ, выражение (6.33) запишется в виде

TtK А °°

-()= S C ei-v. (6.34)

И=-ОО

Таким образом, при Kq = напряжение на выходе суммирующей схемы

Мвых (t) = (t) + мых (t) = 4iCoiCe3 (О- (6.35)

В более общем случае, когда частота входного сигнала удовлетворяет неравенству

I (2те -1)(йо -(й<(йн,

уравнение прямой цепи верхнего канала

; ,(0 = Ш С11ш (f7 e---n>) -ii(l Z,(Q )e--< V

(еЛП (+Ф ) ЯП (+Ф ) 2 2 (6.36)

П--ОО

Выражение, описывающее сигнал на выходе второго канала, имеет вид

mLx {t) = ImiTJ J- ). iiToa 2 2 e. - Z$ (q ) еФ > X

n=-CO

X 2 2 C e . (6 37)

n=-oo



Поскольку в этом случае в полосу прозрачности фильтра нижних частот попадает только одна из комбинационных частот Q , 5равнение (6.37) принимает вид

)К и

X Z$ (Й ) е-Ф ) 2 C ei - . (6.38)

п=-оо

Сравнивая выражения (6.36) и (6.38), приходим к заключению, что при условии

Z, (Q ) * ) (Q ) е*Ф = 1

напряжение на выходе суммирующей схемы

Мвых (О = мвых(г) + ввых( ) = 4АоСеэ(0- (6.39)

Ясно, что при Q = о и ф = + Мвых (i) = О, однако при

этом в уравнении (6.36) второе слагаемое также становится равным нулю, т. е. сигнал в этом случае передается только основным каналом. Нетрудно видеть, что при соответствующем выборе частотной характеристики вспомогательного усилителя вместо двухполупериодных преобразователей Пд и П могут быть использованы цепи, изображенные на рис. 6.8, а, б.

Таким образом, усилитель, построенный описанным способом, позволяет усиливать сигналы любой теоретичзски неограниченной частоты, независимо от частоты преобразования, т. е. cOq может выбираться довольно низкой с учетом условия соц

В таком усилительном устройстве не требуется применения фильтра нижних частот на общем входе и выходе. Фильтр, используемый во вспомогательном канале усиления, призван осуществлять коррекцию частотной характеристики основного усилителя, поэтому нри соответствующем подборе частотных характеристик фильтра и усилителя с i?C-CBH3HMH основного канала фазовых искажений в общем тракте усиления практически не возникает.

Это устройство легко охватить общей глубокой стабилизирующей обратной связью. Очевидно, что прерыватели, осуществляющие преобразование на выходе усилителей, могут быть

115 8*



выполнены на полупроводниковых или других элементах, обладающих меньшей стабильностью в отношении дрейфа.

Переходные процессы. Как было показано (см. п. 5.1), для входной цепи с двухполупериодным преобразованием, прерыватели которых собраны ио схеме, представленной на рис. 5.3, влияние переходной составляющей на выходное напряжение в момент подачи или снятия напряжения можно ослабить только ценой уменьшения R. В случае входной цепи, соответствующей рис. 5.4, с переходным процессом можно не считаться только при условии R.

Рис. 6.8.

Немодулированные папряжепия разрядов входных емкостей для обеих схем, как уже отмечалось, компенсируются на вычитающей схеме. Таким образом, с точки зрения исключения влияния переходных процессов, схема, реализующая первый принцип построения УПТ, эквивалентна основному каналу усиления рассматриваемого устройства.

Эта аналогия нарушается для входных сигналов, частота которых удовлетворяет условию

I {2т - 1) (Оо - (О I < (Он.

В самом деле, для гармонического входного сигнала, совпадающего по частоте и фазе с первой гармоникой функции преобразования,

пТо+е ( +i)T

5 е(ОЛ = - 5 e{t)dt.

пТа пТ\+9

Тогда уравнение (5.18) имеет вид

Ввых [ ]t.= №6 {t)- (1 + ai) е()

X (1 -е-Р).

(6.40)

Следовательно, в этом случае иск.лючить переходной процесс уменьшением Лэ не представляется возможным. Наоборот,



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 [ 38 ] 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75