Главная >  Функции преобразования модуляторов 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 [ 39 ] 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75

при i?3 < Rh составляющая переходного процесса увеличивается и в пределе стремится к величине

Однако искажения выходного сигнала обусловлены не только переходной составляющей, но также и составляюще!! установившегося режима (см. второе слагаемое выражения (6.40)). Следовательно, искажения не ослабляются с затуханием экспоненциального члена, а возрастают но экспоненциальному закону. Ясно, что соответствующим образом выбранный фильтр нижних частот во вспомогательном усилителе позволит полностью устранить эти искажения.

При снятии сигнала уравнения (5.38), (5.39) принимают вид

Kp[ ]r.= -e(i)c(l + ai)e- (6.41)

Mp[ ]e = -e() (l-ai)e- P, (6.42)

т. е. в этом случае во входной цепи не происходит преобразования напряжения разряда, а также компенсации его на вычитающей схеме.

Немодулированный сигнал разряда, проникая на выход цепи, модулируется вторым преобразователем но двухполупериодному закону. Одновременно с этим напряжение разряда фильтра нижних частот во вспомогательном канале также модулируется по двухполунериодному закону. Нетрудно видеть, что при соответствующем выборе фаз переключений преобразователей напряжения разрядов после снятия воздействия взаимно компенсируются на суммирующей схеме.

Наконец, для схемы с двухполупериодным преобразованием, в которой прерывается цепь сигнала, в случае совпадения входного воздействия с основной гармоникой функции преобразования по частоте и фазе получим

Х(1 е- (5). (6.43)

Здесь в отличие от выражения (5.19) переходная составляющая не уменьшается с ростом внутреннего сопротивления источника сигнала. Искажение напряжения на выходе схемы возрастает с затуханием экспоненциального члена и при R R



достигает своего предельного значения--: И)

снятии входного воздействия будем иметь

Ввых [п]т. = - e[{l);{ai + а2)е- Р; (6.44)

мвых [nh = - е ()с (ai + аг) е Р, (6.45)

т. е. напряжение разряда не модулируется входным преобразователем. При надлежащем выборе фаз работы коммутаторов преобразованное напряжение разряда па выходе основного усилителя и напряжение разряда емкости фильтра, также преобразованное выходным коммутатором (П4) вспомогательного усилителя, компенсируются на суммирующей схеме.

Таким образом, усилители, построепные этим способом, при должном выборе типа входной цепи и ее параметров для задаппого диапазона изменений внутреннего сопротивления источника позволяют реализовать усиление сигнала с минимальным искажением его формы.

6.3. СИНТЕЗ УСИЛИТЕЛЕЙ С ГАЛЬВАНИЧЕСКИМИ СВЯЗЯМИ ПРИ ОДНОПОЛУПЕРИОДНОМ ПРЕОБРАЗОВАНИИ

Изложенные принципы построения широкополосных усилителей постоянного тока позволяют создавать устройства с высокими динамическими показателями только при соответствующих соотношениях между внутренним сопротивлением источника и параметрами входной цепи.

В общем случае в этих устройствах возможны длительные переходные процессы. Объясняется это тем, что входная RC-цепь в часть периода работы коммутатора (входной сигнал отключен) соответствует апериодическому звену, т. е. входное устройство как динамическая система может быть представлено параллельным соедипепием безынерционного и апериодического звеньев.

Из-за переходных процессов, возникающих при включении, частичном или полном снятии входного воздействия, выходной сигнал подвергается искажению. В этих случаях обычно изучается время становления работы усилителя с преобразованием при данной форме входного возмущения и, таким образом, устанавливаются доверительные интервалы времени, в которых искажения сигнала не превосходят допустимых. В общем случае непериодических входных возмущений, которые обычно требуется осциллографировать, непрерывные переходные процессы могут в сильной степепи исказить форму сигнала. Поэтому интересно рассмотреть возможности построения усили-



У, -

телей с двукратным преобразованием, динамические показатели которых независимо от внутреннего сопротивления источника сигнала приближались бы к соответствующим показателям усилителей с гальваническими связями.

С этой целью рассмотрим блок-схему устройства, представленную на рис. 6.9. Здесь и - входные однонолунериод-ные прерыватели, переключающиеся в протнвофазе; СУ и СУа - схемы уровня, также переключающиеся в прогиво-фазе, но синфазно с соответствующими им входными преобразователями; Yi и Уз - усилители с гальваническими связями; 2 - суммирующая схема.

Пусть преобразователи П иИ переключаются так, что их функции преобразования соответственно равны

Рис. 6.9.

гг=-ОО со

п2 (t) = Со - 2 С е- ..

гг=-ОО

Примем коэффициенты передачи усилителей с гальваническими связями соответственно равными Kj и К. Тогда нри входном сигнале е (t) напряжение на выходе первого из каналов усиления (до схемы уровня)

и, it) е (t). Ani (t) + Мдр1 (О == К,е (t)

Мдр1(0-

(6.46)

Аналогично для второго канала

ul(t) = Ke{t)Co-Ke{t) 2 (: е +Мдр2(0- (6-47)

Первые слагаемые представляют сигнал прямого прохождения а третьи - аддитивную низкочастотную помеху (дрейф).

Наша задача состоит в том, чтобы отделить полезный усиленный сигнал от сигнала помехи. Применение для этой цели



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 [ 39 ] 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75