каждого из каналов будем соответственно иметь

Ивых (О = е (1 + m Re eJ ) т Re е? * =

2 Z 4

Ивых(0 == e [l + г Re e

г2 f ~J

7И Re e

(i) = e [l + m Re e

TO Re e

Ha выходе суммирующей схемы

Ивых (О ;ь:х () + <ых () + Гых (О = е (9.11)

Такая трехканальная система по сравнению с двухканаль-

ной в которой фазы вспомогательных сигналов сдвинуты на

обладает тем преимуществом, что входные (или выходные) преобразователи могут быть небалансного типа. Легко видеть, что при к-фазной модуляции

Квых(г) = --mV .

(9.12)

Проведенный анализ позволяет сделать вывод, что при двукратном непрерывном преобразовании сигнала с одним каналом передачи можно получить частотную полосу, равную частоте преобразования. Такие устройства могут быть выполнены как на балансных, так и на небалансных модуляторах и демодуляторах. Использование двух каналов передачи и балансной модуляции на входе и выходе дает возможность выполнить устройства, полоса пропускания которых не ограничивается частотой преобразования. В трех- и многоканальных системах

неограниченную полосу пропускания можно получить и при использовании на входе (или выходе) небалансных модуляторов.

9.3. ВЛИЯНИЕ ПРОМЕЖУТОЧНОГО УСТРОЙСТВА В ОДНОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМАХ С СИНХРОННЫМ ДВУКРАТНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ СИГНАЛА

В нервом параграфе настоягцей главы рассмотрены ограничения, накладываемые на полосу пропускания систем с преобразованием сигнала самим процессом преобразования. Показано, что нри двукратном непрерывном преобразовании и одном Ае канале передачи возможно полу-

чить полосу пропускания, равную JRee-

о -4- ©01 где ©о - частота преобразования (частота вспомогатель- Рис. 9.3. ного сигнала). Такие устройства

могут быть выполнены как на балансных, так и небалансных преобразователях. При использовании двух и больше каналов передачи можно создать устройства, полоса пропускания которых процессом преобразования не ограничивается.

Рассмотрим влияние промежуточного устройства переменного тока на коэффициент передачи, полосу пропускания и другие параметры одноканальных систем с двукратным непрерывным преобразованием.

Блок-схема такой системы представлена на рис. 9.3, где HHj и НПз - преобразователи; ПУ - промежуточное устройство, обычно включающее разделительные НС-цетш.

Изучим влияние промежуточного устройства, обусловленное спадом его частотной характеристики в области низких частот. Способы коррекции частотной характеристики устройств такого типа в области высоких частот известны и поэтому не будут здесь рассмотрены.

Примем для простоты анализа, что постоянная времени входной /?С-цепи является величиной постоянной.

Кроме того, не будем учитывать явление почти периодичности функции, описывающей модулированный сигнал, возникающее при несоизмеримых частотах основного и вспомогательного воздействий. Уравнение прямой цепи, т. е. уравнение, связывающее выходное напряжение с характеристиками всех элементов системы, можно записать в виде

вых(О = Aei tKn,{t).K{jw).K2 {t), (9.13)

где, как и раньше, К {t) и К (t) - функции преобразования

соответственно входного и выходного преобразователей:

iiToZ (со) е?* И при й)<й)н, Kq при W > ©н-

Системы с небалансным модулятором. Выберем частоту преобразования Mq из условия ©о 5* 2©н с тем, чтобы меньшая из комбинационных составляюш;их, воз-никаюш;их вследствие модуляции при входном сигнале © < ©н, не ослаблялась промежуточным устройством.

Пусть в схеме, представленной на рис. 9.3, функция преобразования модулятора

(t) = 1 4- те Re е .

Рассмотрим случай синфазной небалансной демодуляции, когда

Кпг (0 = 1+ 7nReeo . На выходе первого преобразователя

их (t) = Ле + А~ [e-J ( о- ) + eJ ( + )

Как было показано (см. п. 9.1), процесс преобразования при небалансных преобразователях на входе и выходе ограничивает полосу пропускания половиной частоты преобразования. Ясно, что для всех сигналов, взятых из диапазона

О-4--у-, комбинационные частоты ©о -©©н, и ослабляться

промежуточным устройством может только сигнал прямого прохождения при ©<©н.

Следовательно, на выходе промежуточного устройства

2 (О = 1 {t) К (/©) = KoAZ (©) eJ* ( ) eJ * +

+ AKq [e~J + (9.14)

Ha выходе всей системы Ивых {t) = и, {t). ЙГпг (t) = АК, [+Z (©) ei* e --+ AKo [l+Z{(i>) e- ( )] [e-i +- & ( +)+

-b Ло [e- 2 >°- ) * -b eJ (2 o+ ) (9.15)

При (0 = 0 Z (©) = 0