Указанные особенности не позволяют непосредственно использовать модуляторы этого типа для построения усилителей с преобразованием на широкий диапазон частот.

Ясно, что приведенные замечания будут справедливы и при более сложном периодическом изменении параметра R (t), например при изменении по закону меандровой однополярной функции, которая соответствует физическому процессу периодического скачкообразного изменения параметра.

2.2. ФУНКЦИИ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ МОДУЛЯТОРОВ

В инженерной практике при анализе схем параметрических модуляторов обычно ограничиваются нахождением первой гармоники преобразованного сигнала и последующим представлением параметрической цепи эквивалентной схемой с постоян-ньши параметрами [18, 27, 43]. При этом преобразователь характеризуется коэффициентом, который выражается через эффективное значение основной частоты преобразованного сигнала при постоянном воздействии на входе. Такое представление, удобное в случае усиления постоянного и медленно изменяющегося сигнала, становится недостаточным при рассмотрении возможностей использования параметрических модуляторов в широкополосных УПТ. В этом случае важно иметь представление функции преобразования в виде тригонометрического ряда.

В самом деле, учитывая выражение (2.6) для выходного напряжения параметрического модулятора, имеем

() = -V = Со + 2 CF (псооО. (2.7)

Постоянная составляющая Cq в этом выражении позволяет оценить величину входного сигнала, непосредственно (без модуляции) проникающего на вход усилителя несущей, и, таким образом, учесть его влияние на коэффициент передачи всего устройства для различных частот. Кроме того, она дает возможность определить величину входного сопротивления устройства для медленно изменяющихся компонент входного сигнала, а также величину дополнительного смещения на сетке первой лампы усилителя.

Переменная составляющая дает возможность изучить спектр преобразованного сигнала.

Найдем функции преобразования для наиболее часто встречающихся схем параметрических модуляторов.

Модуляторы с периодически скачкообразно изменяющимся сопротивлением (прерыватели). Ключевые управляемые цепи, предназначенные для использования наряду с контактными преобразователями в усилителях постоянного тока [15, 43, 64,

о-r-V-.°rCZZl->-

e(t)

Рис. 2.6.

Рис. 2.7.

<S(t)

R2lt)

73, 74], no принципу работы могут быть сведены к следующим обобщенным схемам: с прерыванием цепи сигнала (рис. 2.6), с закорачиванием цепи сигнала (рис. 2.7), и их комбинациям. Так, приведенная на рис. 2.8 схема с переключением цепи сигнала, по существу, являет-(f, ся объединением двух пер-

вых, переключающихся в противофазе.

Каждая из схем может -Ьых>> иметь свой оптимальный вариант применения по ряду признаков. С точки Рис. 2.8. зрения получения макси-

мального эффекта преобразования выбирать их следует с учетом внутреннего сопротивления источника входного сигнала и нагрузки.

Выражения, описывающие функции преобразования при-

веденных модуляторов, при скважности работы v = --могут быть представлены следующим образом.

Для схемы с прерыванием цепи сигналов (см. рис. 2.6)

Полагая, что

г при пГо<г<пГо + 9

= 2 Cnei .,

R при пГо + 9< <(п+1)Го 24

где R - сопротивление разомкнутого ключа;

J. сопротивление замкнутого ключа;

9 время, в течение которого ключ замкнут; Т и Мо -~ соответственно период и круговая частота преобразования;

т. -3/12-

г - R -Г- т - Де-з 2

- ]п1л О

найдем

со -;я2-

R{t)==\rЛ-R{v-\)\ = l{R-r) S

п~-00

ОО -inv.

(2.8>

я=-со

Здесь

Лв+Лн + - R + R + R

Для схемы с закорачиванием цепи сигнала (см. рис. 2.7)

Полагая, что

R,it) =

получим

к (f\ -

R при 7гГо<<ггГо-[-е,

/ при пГо + 9< <(м+1) Го,

00 -jniT.

2 it) = 1 [i? -f. г (V - 1)] -f (i? - r) S f (e~-l) ei-.

2я л

я=-CO n#0

п 1

(2.9)

n(0 = vf + P(v-l)] + sr(a-P) S (e -l)e- ,

Я--00