меняют знак. В момент ti транзистор выключается.

Особенность процесса коммутации транзисторов в однотрансформаторных преобразователях с обратной связью по току, заключающаяся в том, что увеличение коллекторного тока закрывающегося транзистора происходит лишь до тех пор, пока напряжение на вторичной обмотке трансформатора не уменьшится на величину падения напряжения на открытом диоде и последний, закрывшись напряжением конденсатора, оборвет базовый ток транзистора, приводит к тому, что всплеск коллекторного тока в таких схемах в момент коммутации сравнительно мал. Экспериментальные исследования показывают, что относительное значение всплеска коллекторного тока 1к.макс к обычно не превышает 25-30% (рис. 1-7, кривая J). При отсутствии конденсатора С относительное значение всплеска коллекторного тока существенно больше (рис. 1-7, кривая 2).

Известно [Л. 6, 14], что в преобразователях с обратной связью по напряжению с насыщающимся силовым трансформатором максимальное значение коллекторного тока в момент коммутации может достигать величины BIq и во много раз превышать номинальное значение. При этом значительно возрастают коммутационные потери в транзисторах.

Сравнительно небольшой всплеск коллекторного тока в однотрансформаторных схемах с обратной связью по току является их большим достоинством. Коммутационные потери в таких преобразователях сравнительно малы и практически не превышают коммутационные потери в транзисторах преобразователей с уменьшенными коммутационными потерями (двухтрансформаторные и другие схемы) [Л. 14].

Схема рис. 1-4,6 отличается от схемы рис. 1-4,а отсутствием диодов (их роль выполняют переходы

Рис. 1-7. Экспериментальные зависимости относительного значения всплеска коллекторного тока от коэффициента k.

1 - с конденсатором на выходе; 2 - без конденсатора на выходе.

эмиттер - база транзисторов Ti и Гг) и выполнением вторичной обмотки трансформатора со средней точкой. Другими словами, отличие схем заключается в том, что выпрямитель в схеме рис. 1-4,6 выполнен по двухполу-периодной схеме со средней точкой, а в схеме рис. 1-4,а по мостовой схеме (диоды Д1 и Дг и переходы эмиттер- база транзисторов Ti и Гг).

Процессы коммутации в схеме рис. 1-4,6 практически аналогичны рассмотренным в схеме рис. 1-4,а. Разница лишь в том, что в схеме рис. 1-4,6 из-за отсутствия диодов сразу после того, как напряжение на вторичной обмотке трансформатора уменьшится на величину падения напряжения на переходе эмиттер - база открытого транзистора, через этот переход начинает протекать разрядный ток конденсатора С, ускоряющий процесс рассасывания неосновных носителей в области базы. В результате этого скорость спада коллекторного тока закрывающегося транзистора резко увеличивается, поэтому коммутационные потери в этой схеме в общем случае оказываются меньшими, чем в схеме рис. 1-4,а.

Большим преимуществом однотрансформаторных схем с обратной связью по току является надежное возбуждение колебаний (запуск) даже при очень низких входных напряжениях (0,2-1 В). Вследствие этого отпадает необходимость в специальных цепях, запуска. Последнее ведет также к уменьшению общих потерь мощности в схеме.

Известно [Л. 15, 16], что для возбуждения устойчивых автоколебаний в преобразователе после подключения к нему источника питания необходимо, чтобы коэффициент усиления по кольцу положительной обратной связи в какой-то момент времени превысил единицу.

По данным [Л. 15, 16] выполнение этого условия сводится к подаче на базы транзисторов отпирающего смещения, величина которого превышает входное пороговое напряжение Еп линеаризированной входной характеристики транзистора по схеме с общим эмиттером для минимальной температуры окружающей среды (£п= = 0,1-0,2 В при температуре 20°С).

В однотрансформаторных преобразователях с обратной связью по току нагрузки напряжение отпирающего смещения, подаваемого на базы транзисторов в момент пуска преобразователя, равно напряжению питания, поэтому все однотрансформаторные преобразователи

с обратной связью по току даже при напряжениях источника питания 0,2-1,0 В удовлетворяют условию запуска и надежно возбуждаются при этих напряжениях.

Таким образом, достоинствами рассмотренных схем являются:

1) отсутствие специальных базовых обмоток и сопротивлений, а следовательно, и потерь в них;

2) положительная обратная связь по току нагрузки, позволяющая получать высокий к. п. д. в широком диапазоне изменения нагрузки;

3) использование переходов эмиттер - база транзисторов в качестве выпрямителей для цепи нагрузки;

4) надежное самовозбуждение колебаний при низких входных напряжениях;

5) малые коммутационные потери и всплески коллекторного тока;

6) увеличение напряжения на нагрузке за счет суммирования напряжений источника питания и вторичной обмотки трансформатора.

Недостатками схем рис. 1-4 являются, сравнительно высокие значения напряжений на переходах эмиттер - база и коллектор - база закрытого транзистора, а также отсутствие гальванической развязки между входом и выходом.

В схеме рис. 1-4,а

бэ/н-ь (1-9)

В схеме рис. 1-4,6

63-2(f/H--I/i); f/6K-2f/H. (1-10)

Высокие значения напряжений на переходах закрытого транзистора ограничивают область применения этих схем. Например, при использовании в преобразователе с Ui = 6 В транзисторов типа П210 с допустимыми напряжениями ибэ.яоп=2Ь В; /бк.доп=65 В схему рис. 1-4,6 можно применять, если требуемые напряжения на нагрузке меньше 18 В, а схему рис. 1-4,а - при f/H<31 В.

Из двух рассмотренных схем более перспективной является схема рис. 1-4,а, несмотря на наличие двух лишних диодов. Это объясняется в основном тем, что при одинаковом напряжении на нагрузке напряжение на переходе эмиттер - база закрытого транзистора в ней вдвое меньше, чем в схеме рис. 1-4,6.