Главная
>
Преобразователи обратной связи образователя необходимо увеличивать напряжение на вторичной обмотке Ш2£. Однако максимальное значение последнего ограничивается коэффициентом усиления В транзисторов. Определим максимальное возможное значение напряжения f/g и минимальное значение напряжения Lg. Во время открытого состояния транзистора Гг справедливо равенство V, (/к + h) ~ (/2Лм н + 2£макс + г) Z. ( 1-45> Записывая выражение (1-44) в виде и учитывая, что / г, получаем, решая совместно (1-44) (1-45), U2Am = Un-UMBV\)\ (1-4б) 2£макс = 2: ( 6 + - 1) - t/ . (1-46а> Например, для преобразователя по ,рис. 1-М,б при t/i = 0,5 В; 0 = 6 В; .8=10; 11 = 70% из (il-46) имеем t/2AMHH===2 В, а из= (1-43) - {/63 = 4(6 и (7бк=6 В. Если преобразователь с такими же параметрами выполнить по схеме рис. il-ll,a, то тогда из i((l-39) получим: {/бэ=12 В; f/6K=il3 В, т. е. применение схемы рис. il-ll,6 позволяет в данном случае в 2,5- 3 раза уменьшить иапряжения на закрытом транзисторе Ti. В схемах рис. 1-11,а, 6 напряжения на закрытом транзисторе сравнительно велики н зависят от напряжения на нагрузке. Кроме того, эти схемы позволяют лишь вдвое увеличить коэффициент преобразования входного иапряжения. Указанных недостатков лишена схема рис. 1-1 l,s. Схемы такого типа представляют собой комбинацик> однотрансформаторного инвертора с обратной связью по току (узел А на рис. 1-1 l,s) и конденсаторно-вентиль-ной схемы умножения (узел 5), подключенной к выходу инвертора [Л. 31]. В полупериод, когда открыт транзистор Гь конденсатор Ci заряжается, а конденсатор Сг разряжается на нагрузку Rn. В следующий полупериод (открыт Га) заряжается конденсатор Сг и разряжается конденсатор С]. Коммутация транзисторов осуществляется за счет насыщения трансформатора. При этом трансформатор работает в этой схеме с максимальной индукцией, равной индукции насыщения. Напряжение на нагрузке складывается из напряжения на вторичной обмотке трансформатора и напряжения на разряжающемся конденсаторе U=U2+Uc2U2. (1-47) Максимальный коэффициент преобразования определяется из (1-38). В общем случае при применении таких схем гп.макс = Т1ум> (1-48) где куш - коэффициент умножения напряж-ения схемы умножения. Напряжения на переходах эмиттер - база и коллектор- база закрытого транзистора сравнительно малы, не зависят от напряления на нагрузке: Uq=Uj,- f/6 ,f/ -f-2f/b (1-49) где f/H 0,l-f-0,5 В - падение напряжения на открытом диоде (Дг или Д4). Напряжение на закрытых диодах Дз (или Д4) /д.обр=/н. (1-50) Напряжение на закрытых диодах Дг (или Ц{) /д,обр=/эб.н 0. (1-51) На рис. 1-13 приведены характеристики преобразователя при коэффициенте умножения /гум=2. Примерно такие же характеристики типичны для преобразователей по рис. 1-11,й, б. Достоинствами рассмотренных схем с конденсаторно-вентильными умножителями являются высокий к. п. д. и надежный запуск при низких входных напряжениях. Применение этих схем наиболее целесообразно при малых уровнях мощности нагрузки (милливатты и доли ватта), где их к. п. д. отказывается значительно выше к. п. д. двухтрансформат о р н ы х схем с обратной связью по току вследствие того, что при таких малых мощностях практически не удается выполнить управляющий трансформатор оптимальным по к. п. д. Из трех схем наиболее перспективна схема о. г
0.1 0,2 0,4 Вт Рис. I-I3. Характеристики одно-трансформаторны.х преобразователей с конденсаторно-вентильными умножителями напряжения (t/i = = 1,5 В; йу =2). рис. 1-11,6. Область применения схем рис. 1-11,а, б ограничена низкими входными напряжениями (0,5-1,5 В) и небольшими напряжениями на нагрузке (6-12 В). В этих случаях благодаря меньшему числу диодов их к. п. д. может быть несколько выше, чем к. п. д. схемы рис. 1-11,6. Увеличения коэффициента преобразования входного напряжения молено достигнуть, применяя двухтрансформаторные схемы преобразователей. Рис. 1-14. Двухтрансформаторные преобразователи с обратной связью по току. На рис. 1-14,й приведена схема преобразователя с обратной связью по току с увеличенным коэффициентом преобразования за счет использования составных транзисторов, являющаяся модификацией схемы двухтрансформаторного преобразователя, описанного в [Л. 29], 28
|