осью ox, высотой 1 и эллиптическим основанием, стоящим на пьедестале (рис. 4.18).

Разобьем тело ФНЗС на две части: информативную vj и неинформативную Vj, причем

v = (v,+v,)=l.

Пусть Гс - длительность. А/ - ширина спектра сигнала, тогда согласно рис. 4,19 информативный объем vj представляет собой объем главного пика (острия), а неинформативный - пьедестал-параллелепипед

объемом V2 = 2(2A/)(2rjp. Потребуем, чтобы - : 1. Для этого не-

обходимо, чтобы рб<(4А/ТсУ, т.е. величина рб должна быть тем меньше, чем больше площадь 4ГсА/с, на которой распределен объем V2.

Как видно, для выполнения этого условия сигнал должен быть одновременно длительным и широкополосным, т.е. относиться к сложным сигналам с большой базой. В качестве последних могут использоваться шумоподобные (ШПС), а чаще всего дискретно-кодированные сигналы (ДКС).

Дискретное кодирование сигналов можно выполнять по фазе, частоте и амплитуде как раздельно, так и одновременно. Обычно

ДКС разделяют на кодированные по амплитуде (АДКС), частоте (ЧДКС) и фазе (ФДКС). Дискретно-кодированный сигнал представляет собой радиоимпульс длительностью Гс, состоящий из Л более коротких импульсов-элементов (дискретов) длительностью Тк, плотно примыкающих друг к другу (см. рис. 4.20,а).

Рис. 4.18. Модель функции неопределешюсти сложного сигнала Аналитически ДКС можно записать так:

Е Д >(Оехр[у[(й>о+й>,)/ + ,]] при 0</<Г,

при других значениях t

(4.17)

где а,. О)/, ф> - параметры кодовой модуляции последовательности дискретов {т/}, которая может содержать коды {а со>, ф> }; i=\,2,...,N- номер дискрета кодовой последовательности ; N - число дискретов в сигнале; Un {t) - импульс стандартной амплитуды длительностью (длительность элемента кода):

u ,[t-{i-l)T,] при (/-1)г,</</г, О при других значениях t.

При этом длительность сигнала составляет Тс=МТк. Поскольку а,-энергетический параметр, для сохранения энергии сигнала неизменной при расчетах необходимо нормировать (4.17) с помощью дополнитель-

п1/2

. Из общего выражения (4.17) следуют

ного делителя

с£(,)

формулы, описывающие ДКС с различными видами кодирования. При {0,}={а,}, {со,}={ф>}=0 имеем амплитудно-кодированный сигнал (АДКС):

2 aJJ,Qxp{jo)Qt] при 0<t<Nr

(4.18)

О при других значениях t

При {0,}={со>}, {а,}=1, {ф>} = О получаем частотно-кодированный сигнал (ЧДКС). Обозначим Uit) ==U (t)Qxp(J(u t), тогда

n

ZU-(t)Q\p{/uJr,t} при Q<t<NT, -vv- (4.19)

0 при других значениях t.

Чаще других используются ФДКС или, так называемые фазо-кодо-модулированные (ФКМ) и фазо-манипулированные (ФМ) сигнсшы. В этом случае{у} = {,}, {aj = l, {о)}-0 и

t; (Oexp{;(u>o + ;)} при Q<t<NT

при других значениях t

(4.20)

Число значений я, которые принимают начальные фазы элементов кода, называется основанием кодовой последовательности. При п = 2 имеем бинарную последовательность.

Бинарная ФКМ-последовательность получается, когда начальная фаза ф элемента принимает одно из двух значений О или я. Тогда код можно задавать в виде последовательности значений фазы {ф>}={0,я}

либо в виде последовательности оператора {С>}={ехр(/ф>)}={+1,-1}, либо в виде последовательности символов кода {£/>}={ 1,0}.

Иногда в иллюстративном материале вместо символов С, {+1, -1} используют соответствующие им символы { + , - }.

Таким образом, формирование бинарной кодовой последовательности сводится к заданию дискретных значений ф Q и dj-.

Логика символов d, определяется по правилу: X + Y, если-> X + У < mod2,

X + Y- mod2, если -X + Y> mod2.

Ha рис. 4.19 показан вид бинарного фазоманипулированного (ФМ) сигнала-радиоимпульса (а) и соответствующей кодовой последовательности (б). В качестве бинарных кодовых последовательностей фазома-нипулированных сигналов чаще других используют бинарные коды Баркера и М-последовательности. Коды Баркера обеспечивают уровень боковых лепестков ДКФ х(.О) > равный 1/jV, т.е.

1 при / = О,

1/Лпри;>0.

Процесс оптимальной обработки и сжатия во времени импульса с внутриимпульсной ФКМ с использованием семизначного кода Баркера показан на рис. 4.19.

Сжатие ФКМ импульса осуществляется с помощью линии задержки (ЛЗ) с отводами и сумматора, сигналы к которому от ЛЗ подаются через отводы либо непосредственно, либо с поворотом фазы на я, т.е. инверсно, для обеспечения последовательности суммирования дискретов, показанной на рис. 4.19,г. Причем процесс суммирования иллюстрирован с использованием кодовой последовательности С, = ехр{/ф/}, поэтому начальной фазе О соответствует С = +1(+), а фазе п соответствует С = -!(-). Закон смены знаков от первого отвода к последнему (от начала ЛЗ к концу) обратен коду С, начальных фаз радиоимпульса (Код на рис. 4.19,г). Этот код является зеркальным отображением модулирующего кода и представляет собой импульсную характеристику оптимального фильтра. Изменение фазы парциальных сигналов на каждом из отводов ЛЗ при прохождении по ней радиосигнала показан на рис. 4.19,г.