Часть схемы, обведенная штриховой линией, в зависимости от состояния ключей выполняет две операции. В первом такте (переключатель S1 открыт, а S2 закрыт) входной сигнал проходит на конденсатор С1 - осуществляется выборка входного сигнала, во втором такте (переключатель S2 открыт, а S1 закрыт) сигнал с С1 поступает на С2 и на выход устройства. Действующее сопротивление части схемы, обведенной штриховой линией, пропорционально частоте управляющего сигнала и емкости запоминающего конденсатора С1 и равно R= l/(/yCi). Выходное напряжение обыч-

ного интегратора на ОУ вых(0 = -j Гех(/вх)/(2п/вх/?С)]й-ь;

+ [/вых(=0).

Учитывая, что для нормальной работы описываемого устройства частота управляющего сигнала /у должна быть значительно больше частоты входного сигнала /вх, т. е. /у = Л вх, переписываем выражение для [/вых(О в следующем виде:

[/вых(0= - / [[/BxiV/BxQ/(2n/B,Q]d + [/, (i = 0).

Введем обозначение K=NCij{2nC2), при котором последнее вы.

ражение упрощается: Usux{t) = К\UBxdt+UBux{t = 0).

Необходимо отметить, что для лучшего понимания работы интегратора приведены упрощенные расчетные выражения для [/вых. При точных расчетах /С= 1/( 1-b2nC2/A/Ci). Последнее выражение совпадает с приведенным ранее при С2Сь что обычно выполняется на практике. Рассматриваемая схема во многих случаях предпочтительнее обычного инвертирующего интегратора, в котором выходной каскад усилителя насыщается из-за наличия напряжения смещения нуля.

В приведенной схеме коэффициент передачи К сохраняется постоянным при изменении частоты входного сигнала от 10 Гц до 10 кГц. Было выбрано N=32, при котором расчетное значение К= = 0,13, а экспериментальное /С=0,16. Для указанных на схеме па-раметров элементов значения Л/>32 вызывают искажения выходного сигнала. Размах входного интегрируемого сигнала устанавливался равным ±2,5 В, при этом на выходе получался сигнал амплитудой ±0,4 В, постоянный в указанном выше диапазоне частот.

Аналоговые интеграторы со сбросом. Из-за неидеальности ОУ выходное напряжение интегратора, полученное в процессе интегрирования, не уменьшается до нуля при подаче нулевого входного сигнала, а, продолжая изменяться, достигает максимального значения. Это делает практически невозможным правильное интегрирование низкочастотных сигналов. Для устранения этого недостатка выходное напряжение интегратора периодически сбрасывают до некоторого заданного значения. В простейшем интеграторе для сброса используется аналоговый ключ на МДП-транзисторе (рис, 2.32). В режиме сброс (ключ замкнут) задаются начальные ус-

ловия интегрирования. Ключ увеличивает начальную ошибку интегрирования на к=[/вхГотк ?, где Готк - сопротивление открытого МДП-ключа. В режиме интегрирования МДП-ключ разомкнут и вносит ошибку из-за конечного значения сопротивления Гр в разомкнутом состоянии, заряда С токами утечки МДП-транзистора и передачи части управляющего сигнала в цепь интегрирования. Преобладает в суммарном токе утечки МДП-ключа обычно ток утечки перехода сток -исток /у/ых/гр [52].

Рис. 2.32. Простейший интегратор со сбросом

Рис. 2.33. Интегратор сбросом

с автоматическим

Уменьшить ток утечки перехода сток - исток можно, использовав двухтранзисторную цепь сброса (рис. 2.33). Напряжение сток-исток и см транзистора VT1 в режиме интегрирования уменьшается до величины [/с.и=/нг-[вых/?2/р. Следовательно, ток утечки между стоком и истоком VT1 будет меньше в Гр ?2 раз, чем в схеме на рис. 2.32.

В схеме на рис. 2.33 выходной сигнал подается на регенераторный компаратор - компаратор с положительной ОС и гистерезисом передаточной характеристики. В момент, когда выходное напряжение достигает величины, равной [U\+{n-1)[/ст]?г, переключается выходное напряжение А2 и транзисторы VT1, VT2 открываются. Вследствие этого выходное напряжение [/вых интегратора, изменяясь с постоянной времени ЯвыхС (/?вых - выходное сопротивление А1 без обратной связи), стремится к величине, равной [[/i-(n-!)[/ ]/ . В момент, когда [/вых= [[i-(и-1)[/ст]/ , выходное напряжение А2 вернется в свое исходное состояние, транзисторы VT1, VT2 закроются и будет продолжено интегрирование [/вх, т. е. снова [/вых= (l ?iC ) j UBxdt. Границы изменения выходного напряжения А1 можно регулировать, изменяя соотношение между резисторами в цепи обратной связи А2. Сопротивление резистора R4 выбирается с таким расчетом, чтобы обеспечить нормальную работу стабилитрона и не превысить максимально допустимого выходного тока А2. 104

2.7. АНАЛОГОВЫЕ ДИФФЕРЕНЦИАТОРЫ

Уравнения, описывающие функционирование простейшего аналогового дифференциатора (рис. 2.34) на базе идеального ОУ, записываются исходя из равенства /г=/о.о при Ri = 0 и Со.с = = 0. Тогда ивых(р) -UBxip)Ro.clpCi или UBbix{t) =-CiRo.cdUnx/ jdt. Статические ошибки определяются в основном значениями Uck и входных токов усилителей. При повышении частоты возрастает усиление дифференциатора и увеличивается составляющая ошибки, обусловленная внутренними шумами ОУ ([/вых.шбш/Ср). Дифференциатор имеет двухполюсную АЧХ с нулем, что указывает на возможность его самовозбуждения и появления динамической ошибки из-за колебательности переходного процесса. Кроме того, полное входное сопротивление р. 2.34. Простейший диффе-дифференциатора имеет емкостный ренциатор характер, и, следовательно, на высоких частотах может увеличиваться ток, отбираемый от генератора сигнала, что меняет условия работы последнего, если его сопротивление недостаточно мало [53].-

Полное входное сопротивление дифференциатора можно увеличить, включив последовательно с конденсатором С1 резистор R1. Уменьшения влияния шумов и улучшения стабильности схемы можно достичь, шунтируя резистор Ro.c конденсатором Со.с.

Функциональные возможности дифференциаторов можно существенно расширить, изменив их цепь ОС (табл. 2.4). Так, в схеме а к результату дифференцирования добавляется некоторая часть входного сигнала, которую можно изменить соответствующим выбором отнощения R2/R3. Максимальная рабочая частота этого дифференциатора не превышает \/{2nRiC). Чтобы обеспечить нормальную работу схемы б в табл. 2.4, необходимо выполнить условие Rs<R2/ti. Диапазон рабочей частоты для этой схемы меньще n/(RsC). Он выбирается с таким расчетом, чтобы сог - n/Rs С<сйз. В схеме в существенное влияние на точность работы может оказать конечное значение коэффициента ослабления синфазного сигнала. Поэтому в дифференциаторе целесообразно использовать усилители 140УД6, 153УД5 или аналогичные им по параметрам. Наконец, в схеме г дифференциатора выходное напряжение шума почти в 100 раз меньше, чем в описанных выше схемах. В последних двух схемах дифференциаторов значение максимальной рабочей частоты такое же, как в первой, если R2 = Ri.

Рассмотренные схемы дифференциаторов обеспечивают хорошую точность при частоте входного сигнала больше нескольких сотен герц. Для обработки сигналов низкой частоты используются специализированные дифференциаторы. Одна из возможных схем показана на рис. 2.35. Точность и устойчивость к воздействию шумов этой схемы значительно лучше, чем у рассмотренных