Главная >  Современные системы связи 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 [ 23 ] 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93

туд всех гармоник тока, кроме полезной, к амплитуде полезной первой гармоники

кг- 1

(3.51)

В ряде случаев (при усилении AM. сигналов, модуляции, детектировании и т. д.) качество работы устройства определяется сохранением формы огибающей. В этих условиях для оценки нелинейных искажений также можно воспользоваться коэффициентом гармоник Кг. При этом следует рассматривать модуляцию гармоническим сигналом частоты Q и подразумевать в (3.51) под h, h, /з,... амплитуды первой и высших гармоник огибающей выходного сигнала.

Основной метод выделения полезных и подавления нежелательных спектральных составляющих основан на применении фильтров и поэтому называется методом фильтрации. В качестве фильтров часто применяют простейшие: параллельный колебательный контур (рис. 3.12а), если требуется выделить какие-либо высокочастотные составляющие; параллельную /?С-цепочку (рис. 3.126), когда нужно выделить постоянную или низкочастотные составляющие. Выделение полезных составляющих с помощью фильтров иллюстрирует рис. 3.12е.

D S.

Рис 3.12

Модуль сопротивления параллельного контура, настроенного на частоту ©о, определяется как

(3.52)

На резонансной часто-

Z3=i?3/Tl + QV,

г С г г

,6 =

С шо w

те сопротивление контура Zs=Rs наибольшее, с увеличением расстройки Zs уменьшается (характеристика А на рис. 3.12е). Поэтому, когда через контур протекают различные компоненты тока, амплитуды которых одного порядка, значительное падение напряжения на нем создают только те компоненты, частоты которых близки к Шо- Компоненты тока с частотами, значительно отличающимися от 0)0, заметного напряжения не создают, благодаря чему в выходном напряжении они практически отсутствуют.



Сопротивление цепочки (рис. 3.126) Z=i?/]/l+(j)i?C

имеет максимальное значение Z=iR при ©=0 и убывает с ростом частоты со по тому же закону, что и Zg параллельного контура (3.52) с возрастанием расстройки А© (характеристика В на рис. 3.12б). Когда все составляющие тока протекают по такой цепи, заметное падение напряжения (выходное напряжение) создают только постоянная составляющая и составляющие низких частот. Скорость убывания Z с частотой определяется выбором постоянной времени этой цепи, равной iRC.

Другим методом значительного ослабления нежелательных компонент спектра является метод компенсации, заключающийся в таком включении нелинейных элементов, при котором нежелательные составляющие взаимно компенсируются. Этот метод реализуется в двухтактных схемах рис. 2.5е и г: так если входное напряжение u=iU cos (at, то в схеме рис. 2.5е происходит взаимная компенсация нечетных гармоник, а в схеме рис. 2.5г - четных.

3.4. УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ

Умножение частоты заключается в получении на выходе устройства колебания, частота которого в целое число раз больше частоты входного сигнала. На вход умножителя частоты обычно подается синусоидальное напряжение u=Ucos Qt, на выходе получают колебание с частотой совых= . Поскольку в умножителе частоты создается спектральная компонента, отсутствующая во входном сигнале, в нем должны быть применены элементы, в которых возможно образование новых спектральных составляющих (нелинейные, параметрические); построить умножитель частоты на основе линейных элементов невозможно. В настоящем параграфе рассматриваются умножители частоты на управляемых нелиней-ных элементах.


г

Рис. 3.13

На рис. 3.13 изображена принципиальная схема транзисторного умножителя частоты. При входном сигнале Bx=fBxCos протекающий в выходной цепи ток оказывается несинусоидальным.

Применение этого метода в балансных и кольцевых модуляторах показано в § 3.7.



содержащим компоненту частоты Q и гармоники. Ставя в эту цепь достаточно добротный контур, настроенный на частоту п-й гармоники, ползшим на нем почти синусоидальное напряжение частоты й. Обычно на вход умножителя частоты подают колебания большой амплитуды, что позволяет использовать в расчетах кусочно-линейную аппроксимацию и метод угла отсечки. Для получения большей амплитуды выходного напряжения выбирают оптимальный угол отсечки. С увеличением коэффициента умножения п величина вопт уменьшается, также уменьшаются наибольшие значения коэффициентов гармоник уп и амплитуды полезных гармоник / . По этой причине подобные умножители используются лишь для умножения в 2-3 раза.

Для умножения частоты в большое число раз используется иной подход: с помощью нелинейного устройства входной гармонический сигнал периода T=2n/Q преобразуется в последовательность коротких видеоимпульсов прямоугольной формы длительностью т<СГ той же частоты Q с последующим выделением п-й гармоники с помощью фильтра. Спектры прямоугольных импульсов для двух значений т/Г приведены на рис. 3.14. Чем меньше т/Г, тем меньше амплитуды первых гармоник и тем медленнее

Д J2 ЗЛ Ш


Рис. 3.15

убывают их величины с ростом п. Используя импульсы с малыми т/Г, удается осуществлять умножение частоты в десятки раз. На рис. 3.15 приведена схема такого умножителя частоты, основанного на использовании трансформатора с почти прямоугольной характеристикой намагничивания сердечника (рис. 3.16а). Процесс образования коротких импульсов ЭДС во вторичной обмотке трансформатора, пропорциональных-dB/dt, в результате протекания тока ii=/cosQ через первичную обмотку поясняют рис. 3.166-г. Ток 12 во вторичной обмотке трансформатора подобен €2 (рис. 3.16г). Контур обеспечивает выделение нужной гармоники. Для получения однополярных импульсов t2 достаточно дополнить внешнюю цепь диодом (пунктир на рис. 3.15). Недостатками данного способа умножения частоты являются, во-первых, малый



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 [ 23 ] 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93