Главная >  Современные системы связи 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 [ 24 ] 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93

кпд вследствие рассредоточения энергии импульсов по большому числу гармоник; во-вторых, возникновение паразитной AM выходного сигнала, обычно более глубокой при больших п. Последнее является следствием того, что соседние с полезной, в первую очередь (n-f 1)-я и (п-1)-я, гармоники тока также создают на контуре некоторые напряжения; в результате их сложения с основной компонентой образуется колебание, модулированное по амплитуде частотой Q, входного сигнала. Во многих сл5аях это недопустимо.

Более эффективными, но и более сложными умножителями частоты большой кратности являются радиоимпульсные умножители частоты, в которых полезная гармоника выделяется фильтром из последовательности радиоимпульсов, получающихся в результате осуществления амплитудной манипуляции (АМп) несущего колебания частоты соо видеоимпульсами частоты Q входного сигнала (рис.3.17а). В общем случае, когда частота т не кратна частоте Q, начальные фазы колебаний внутри каждого импульса оказываются разными; поэтому получающееся АМп колебание не является периодическим. Однако, если обеспечить постоянство начальных фаз колебаний частоты соо внутри каждого импульса, процесс окажется периодическим с частотой соо- В-таком режиме и работают радиоимпульсные умножители частоты.



Рис. 3.17

/ I k I

Спектр АМп колебания отличается от спектра огибающей сдвигом последнего на частоту мо: на этой частоте огибающая спектра прямоугольных радиоимпульсов максимальна (см. рис. 1.16г и д). При радиоимпульсном умножении частоты изменение Оо смещает огибающую спектра, но не влияет на частоты спектральных компонентов, остающихся кратными частоте £2. Следовательно, для того чтобы полезная п-я гармоника была наибольшей, 74



нужно выбирать соо= й. При данном способе умножения частоты удается получать большие п, до 50-100.

Для ослабления соседних компонентов спектра (что необходимо для уменьшения паразитной AM) огибающая спектра должна достаточно быстро убывать при отклонении от частоты ио (рис. 3.176). Поэтому в таких устройствах целесообразно использовать широкие радиоимпульсы с отношением т/Г=0,5-0,9.

Умножители частоты, на выходе которых при действии входного напряжения и= и cos Qt возникает единственная составляющая полезной частоты tiQ

i=In cos пШ, (3.53)

считаются идеальными. В них не требуется применения фильтра на выходе, и выходное напряжение частоты пй свободно от паразитной AM. Переходя к нормированным переменным

yn=illn=0osnaot и x=ulU=cosaot (3.54)

и обозначая Wof=il), можно характеристики Уп=С>(х) идеальных умножителей записать в виде cos Пф=Ф(с05ф).

Используя тригонометрические формулы (3.9), получаем Уп(х) в виде полиномов Чебышева Тп{х):

yi=Ti{x)=cesiii=x, У2=П (х) =i2 C0.s2 i1, 1.=2a:2-1, Уз=Тз (х) -4 008 1)5-:3 COS ij) =4х-Зл;, 4=4 (х) =8 COS* ijj-JS cos2 +4=Sx8x4-l,

(3.55)

Характеристики идеальных умножителей частоты (3.55) для п=2, 3 и 4 построены на рис. 3.18. Характеристики умножителей в четное и нечетное число раз являются соответственно четными и нечетными функциями входного сигнала. Следует заметить, что характеристики (3.55) соответствуют идеальным умножителям частоты только в случае отсутствия влияния выходного напряжения на ток выходной цепи. Реальные умножители лишь приближенно удовлетворяют этому условию.

Рис 3.18


3.5. нелинейное усиление

Усилители, т. е. устройства, увеличивающие мощность сигнала, относятся к числу наиболее распространенных устройств техники связи. Усилители сигналов малой амплитуды обычно бывают линейными. Усилители сигналов большой амплитуды также могут быть линейными. Однако, как показано ниже, используя нелинейные режимы, можно заметно улучшить их важнейшие характеристики.

Рассмотрим этот вопрос на примере резонансного усилителя, на вход которого подан гармонический сигнал Ывх=£/вхС0з о. Схема его отличается от схемы умножителя частоты (рис. 3.13)



только тем, что контур в выходной цепи настраивается на частоту о входного сигнала. Вольт-амперную характеристику активного элемента считаем кусочно-линейной (рис. 3.19) с крутизной наклонного участка S. Линейное усиление имеет место тогда, когда входной сигнал Ывх не выходит за пределы линейного участка характеристики 1к( б.э), как показано на рис. 3.19а, в результате выходной ток к (О изменяется по тому же закону, что и Ubx(0- Ток в выходной цепи содержит постоянную составляющую /о и переменную частоты ©о с амплитудой h.



Рис. 3.19

Пренебрегая влиянием выходного напряжения на ток i, получаем напряжение на контуре Ик=/кС08 о, где С/к=5/?эС/вх а /?э - эквивалентное сопротивление контура. Выбирая Rs>\IS получим коэффициент усиления по напряжению k=UiJUBx=

Мощность, расходуемая источником энергии, Ро=1оЕк, а полезная мощность переменного тока в нагрузке

Pi = 0,5/iC/ . !(3.56)

Коэффициент полезного действия усилителя q = Pi/Po с учетом (3.31) ,и (3.32)

(3.57)

2 / £,

2 уо £к

В линейном режиме (рис. 3.19а) и амплитуда напряже-

ния на контуре С/к не может быть больше Ек. Принимая /i=/o и Uk=Ek, получим в самом благоприятном случае т] = 0,5.

В нелинейном режиме усиления (рис. 3.196), т. е. при работе с углом отсечки 6<;180°, величина /i o=Vi/yo>-1- Используя приведенную на рис. 3.8 зависимость Vi/yo от Q, убеждаемся в том что при 16=60° yi/yo==1,8, и если Uk=Ek, КПД может быть увеличен до т]=0,8. Дальнейшее уменьшение 0 обыч1но не допускается, так как при этом значительно уменьшается а значит, и полезная мощность Pi. 76



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 [ 24 ] 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93