Главная >  Современные системы связи 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 [ 27 ] 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93

как следствие изменения смещения, приводящего к изменению импульсов тока и их первой гармоники. Так как амплитуда выходного напряжения пропорциональна /кь для получения неискаженной модуляции требуется, чтобы амплитуда /к1 изменялась пропорционально изменению напряжения смещения. Зависимость /к1 от при постоянной амплитуде Ui называется статической модуляционной характеристикой. Она может быть рассчитана по статической характеристике прибора рис. 3.26с: при неизменной амплитуде Ui и различных смещениях Е с помощью одного из методов спектрального анализа определяем амплитуды /к1 и строим зависимость 1к1(Еб) (рис. 3.266), которая и является статической модуляционной характеристикой.

г /




Рис. 3.26

. Отметим некоторые ее особенности. При смещении, равном напряжению запирания С/б, получаются импульсы тока гк с углом втсечки 10=90°, а потому /к1=70. Амплитуда /к1 уменьшится до нуля, когда смещение достигнет величины Еб=иб-f/i- Если при

, изменении смещения колебание Ui не выходит за пределы линейного участка статической характеристики транзистора, амплитуда /к1 не меняется. Обычно в средней части статической модуляционной характеристики имеется линейный участок MN. Для получения неискаженной модуляции с наибольшей глубиной т нужно выбирать рабочую точку А на середине этого участка (смещение



£бо) !И использовать низкочастотный модулирующий сигнал с такой амплитудой U2, при которой работа происходит в пределах участка MN. В этом случае изменение /к1 во времени (жирная линия а графике Iki(0) не отличается от модулирующего сигнала, т. е. имеет место неискаженная модуляция. Если взять большую амплитуду U2, при которой в процессе работы будут использоваться нелинейные участки модуляционной характеристики, огибающие /к1 и С/вых окажутся искаженными и притом тем сильнее, чем больше V2.

Для построения зависимости iK\(t) и аналогичного графика вых (О достаточно симметрично ниже оси абсцисс провести вторую огибающую и промежуток между огибающими заполнить колебаниями частоты соо (рис. 3.26в). Коэффициент модуляции в соответствии с обозначениями рис. 3.26 может быть подсчитан по статической модуляционной характеристике как т=Д/к1 к1 ср.

БАЛАНСНАЯ И ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ

В § 1.2 было показано, что при передаче двухполосных ДБП и однополосных ОБП сигналов без несущей достигается существенный выигрыш в мощности, а во втором случае еще и в ширине спектра передаваемого сигнала.

Для получения сигналов ДБП используются балансные модуляторы (БМ), действие которых основано на компенсации напряжений несущей частоты при сложении двух AM колебаний на общей нагрузке. Так, подав на входы двух одинаковых диодных амплитудных модуляторов с ВАХ (3.65) напряжение частоты соо в фазе, а модулирующее напряжение частоты Q в противофазе, получим на их выходах напряжения: i = С/о(1+т cos Qcos 2= =С/о(1-mcos Q)cos coot В случае встречного включения этих напряжений на нагрузке получается двухполосный сигнал дбп = = щ-U2=2Uam cos Qt cos aot.

Рис. 3.27

Схема диодного БМ приведена на рис. 3.27. Если считать оба модулятора одинаковыми, аппроксимировать характеристики диодов полиномами третьей степени и пренебречь падением напряжения на резисторах \R (чтсэ допустимо для малых величин R), по-



лучим напряжения на диодах: д1=И1+ 2, д2=и1-Ыг- Токи в цепях диодов

ii = Ф (Wi + Ыг) = ао+Oi (ui + г)+2 ( 1 + Uz) + ащ + Мг) (2=Ф ( 1- г) =ao+ai (и,-U2) + az (Щ-Нг) +аз г) .

(3.68)

Напряжение на выходе балансного модулятора

BbK=!?(ii-12) =2R{aiU2+2a2UiUz+asU2+3asUiU2). (3.69)

Спектр выходного напряжения, определяемого (3.69), приведен на рис. 3.236. Он содержит меньшее число составляющих, чем спектр однотактного модулятора (см. рис. 3.23а). Отсутствуют, в частности, компоненты несущей частоты и ее гармоники, составляющие частот o)odz2Q, вызывающие искажения. Ставя в качестве нагрузки вместо резистора R колебательный контур, настроенный на частоту о)о, получим двухполосное колебание без несущей.

Значительно лучшее подавление нежелательных составляющих спектра достигается в кольцевом модуляторе (рис. 3.28а), отличающемся от рассмотренного наличием еще двух диодов Дз и д4.


Рис. 3.28

В этой схеме все четыре диода включены в кольцо в одном направлении; отсюда название кольцевой модулятор или кольцевой преобразователь. Для определения протекающих в схеме токов обходим цепь каждого диода в направлении проводимости через источники сигналов и сопротивление нагрузки. Обозначим через in ток, протекающий через диод Дп (n-l, 2, 3, 4). Токи ii и 12 по-прежнему определяются выражениями (3.68), а токи

1з = Ф(-Ml- 2), 14 = Ф(- l + 2)-

Направления токов ii и 12 совпадают с показанными на рис. 3.27, а токов is и ц даны пунктирными линиями на рис. 3.28а. Там Же показаны направления токов h-14 в нагрузочных сопротивлениях.

Выходное напряжение UBbix=<R{h-1*2)+/? (is-й)- Обозначим Bbixi=J?(ii-42) и Ывых2=/?(1з- 14). Выражение для Ывых1 совпадает с (3.69). Ток is отличается от ii, а ток й от 12 знаками щ и



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 [ 27 ] 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93