ного управляемого сопротивления Xj вызывает изменение амплитуды и фазы напряжения на контуре. Их величины при заданном токе 1к1 определяются по частотной и фазовой характеристикам контура. Частота же колебаний в стационарном режиме при любой настройке контура равна частоте ©i входного сигнала. На

Рис. 3.36

рис. 3.36 построены частотные Z(co) и фазовые ф(со) характеристики контура для трех значений резонансной частоты cooi<(Oi; wo2 = wi и coo3>coi- На рис. 3.37 для этих же трех случаев построены векторные диаграммы. При любой настройке контура сдвиг фаз напряжения на контуре U по отношению к току / 1 определяется ординатой фазовой характеристики на частоте ©ь а эквивалентное сопротивление - ординатой частотной характеристики на

Рис. 3.37

частоте шь Если резонансная частота контура медленно изменяется под действием управляюшего сигнала от cooi ДО ©оз и обратно, фаза выходного напряжения (напряжения на контуре) меняется между ф1 и фз, т. е. имеет место ФМ напряжения на контуре. Одновременно в результате изменения эквивалентного сопротивления контура для частоты coi возникает паразитная AM.

Уравнение фазовой характеристики контура с добротностью Q для небольших расстроек Дю имеет вид

, 2 Дю

tg9=----Q,

(3.86)

где A(a=(Oi-соо-

Если Дю изменяется пропорционально модулирующему сигналу q , то неискаженная ФМ имеет место, когда изменение (р пропорционально Дсо, т. е. на линейном участке фазовой характеристики (3.86), где tgф=ф. Это справедливо лишь для небольших индексов модуляции, не превышающих 20-30°.

Другой способ осуществления ФМ основан на преобразовании AM в ФМ колебание с помощью устройства, структурная схема которого приведена на рис. 3.38. На балансный модулятор БМ подаются: высокочастотное колебание щ частоты ©о и модулирующее напряжение (в дальнейшем полагаем Uq =11 q совШ). В сумматоре осуществляется сложение напряжения, полученного на выходе БМ, с напряжением несущей частоты, повернутым по

Генератор

(<(=90°)

Рис. 3.38

фазе на 90° в фазовращателе ФВ. Если бы напряжение i поступало на сумматор без поворота фазы (ф = 0), то на выходе схемы рис. 3.38 получилось бы AM колебание Ыдм, образование которого поясняется векторной диаграммой рис. 3.39с. В схеме рис. 3.38 те же компоненты верхней и нижней боковых частот, существующие на выходе БМ, складываются с вектором U\ (рис. 3.396),

повернутым на 90° относительно Uu в результате чего и получается ФМ колебание. Для получения неискаженной ФМ и уменьшения паразитной AM, связанной с изменением амплитуды ФМ и в этой схеме индекс модуляции должен быть небольшим.

В заключение укажем на способ получения ФМ с помощью частотного модулятора. При осуществлении ФМ первичным сигналом x(t) получается колебание

фм = COS [ио-Ь Фо-Ь олз () ],

где а - коэффициент пропорциональности, а при осуществлении ЧМ сигналом у(1)

чм=со8[(йо-Ьфо-1-й y{t)dt].

Следовательно, если сначала продифференцировать сигнал x(i), т. е. получить y(t)dx/dt, а затем осуществить частотную модуляцию сигналом y(t), то получим ФМ колебание. При этом возможно достижение ФМ с большими индексами М.

ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ

Обратимся к способам формирования ИМ колебаний (см. рис. 1.15). Первичная АИМ может осуществляться теми же методами, что и AM. Так, можно использовать схему базовой модуляции

(см. рис. 3.24), вводя вместо иапряжеиия щ шоследователь-- г ность импульсов рис. 1.156 и

применяя в качестве нагрузки резистор вместо контура.

Простейший способ формирования ШИМ и ФИМ, имеющих более широкое распространение, поясняется графиками рис. 3.40. Если сложить модулирующее напряжение (а) с периодической последовательностью треугольных импульсов (б) и их сумму (е) пропустить через двусторонний ограничитель, на выходе последнего нолучим трапецеидальные импульсы ШИМ (г). Крутизна фронтов импульсов зависит от соотношения амплитуды и ширины импульсов. Если пропустить полученный сигнал (г) через дифференци-

Рис. 3J0