зультате удается создать делитель частоты с лучшими характеристиками.

На рис. 5.13а приведена структурная схема регенеративного делителя частоты, состоящая из замкнутых в кольцо: избирательного усилителя Ус с фильтром Oj, умножителя частоты Умн.Ч в

l/2 = U2CDS(U2t-*pz)

Умн.Ч

Рис. 5.13

Я-1 раз с фильтром Фг и преобразователя частоты ПЧ. Входной сигнал е=Есо8<а1 поступает на вход преобразователя частоты. Полагаем, что здесь используется идеальный преобразователь частоты, выходное напряжение из которого пропорционально произведению двух сигналов: входного е и г. поступаюшего с выхода умножителя частоты. Поэтому если

Ый=С/2С08(сй2+ф2), (5.48)

то напряжение из на выходе преобразователя окажется

3=yeu2= £ С/г {COS [ (со +гаг) t+xpz] + cos [ (со-юг) -фг]}, (5.49)

где Y - коэффициент пропорциональности.

Механизм возникновения колебаний в схеме такой же, как в автогенераторах. За счет действия флуктуации в схеме возникают небольшие колебания разных частот. При выполнении некоторых условий (об этом - ниже) в схеме происходит увеличение амплитуды колебаний определенной частоты до некоторого стационарного значения, определяемого имеющимися в схеме нелинейностя-ми. Для выяснения возможных значений частот колебаний предположим, что на выходе усилителя возникло синусоидальное колебание какой-то частоты coi

Ыl=C/lCoэ({Olf-fФl). (5.50)

В этом случае на выходе умножителя получится напряжение (5.48) с частотой 2= ( -l)fi)i. На выходе преобразователя частоты согласно (5.49) получается напряжение с частотами ©+ (п-1)сй1.

Для последующего возрастания первоначально возникшего колебания (5.50) частоты oi нужно, чтобы одна из компонент напряжения на выходе преобразователя обладала той же частотой 218

и резонансный усилитель осуществлял ее усиление. Поскольку частота ©1 должна быть меньше со, такой частотой может быть только разностная частота. Приравнивая ее частоте wi, получаем условие баланса частот

со-(п-l)ft)i = ft)i, (5.51)

откуда определяем ту единственную частоту, которую могут иметь колебания на выходе регенеративного делителя частоты:

fi)i = fi)/n. (5.52)

Она оказывается точно в п раз меньше частоты входного сигнала. Одновременно на выходе умножителя частоты существуют колебания частоты cog-

Для определения амплитуды и фазы стационарных колебаний, воспользуемся квазилинейным методом. В качестве фильтров Ф\ и Фг обычно используются колебательные контуры, настраиваемые на частоты юю и сого, близкие соответственно к wjn и {п-1)а/п.

Напряжение на выходе умножителя частоты при воздействии на его вход напряжения (5.50) может быть записано в виде (5.48), где <р2={н-1)ф1 + ф2- Амплитуда U2 может быть найдена по амплитудной характеристике умножителя

U2 = F2{U,),

а сдвиг фаз фг определяется расстройкой 2Дсй2/й)20 и добротностью Q2 контура умножителя- 4l;2= arc tg 2Q2Afi)2/ti)2o- Компонента us разностной частоты на выходе преобразователя согласно (5.49) и (5.51) имеет вид

us=EF2 (C/i) cos [(Hit- (n- 1) ф1-ipz].

Ha выходе линейного усилителя с коэффициентом усиления Ку. и сдвигом фаз tJ;i=-arc tg2QiAfi)i/fi)io, где 2Aft)i/(uio и Qi - расстройка и добротность контура, получаем напряжение

ul = -У- KyEF2{Ui)cos[mt-{n-l)(pi-2+i] (5.53)

в стационарном режиме u\=Ui. Приравнивая (5.53) и (5.50) получаем:

условие баланса амплитуд

ЛКуЕЕ2{и,)ии (5.54>

из которого может быть определена амплитуда Ui стационарных колебаний;

условие баланса фаз

- (п-1)ф1-г1з2+ф1=ф1, (5.55); определяющее фазу выходного колебания Ф1 = (iji-фг) /

Более общей формой условия баланса фаз является - (и-1)ф1-ч1)2Ч-11 = =ф1+2яА (где Л=0. 1, 2, ...). откуда ф,= (ч]),-ара+2nfe)/n.

Поделив обе части равенства (5.54) на C/i, запишем условие баланса амплитуд в виде

КумКт1рКу=1, (5.56)

где коэффициенты передачи напряжения умножителя и преобразователя определяются как

/Сум=Рй(С/,)/С/ь Kup=Q,5yE. (5.57)

Таким образом, условие баланса амплитуд означает равенство единице коэффициента передачи по замкнутому контуру регенеративного делителя частоты. Из рассмотрения (5.56) и (5.57) вытекают следующие особенности рассматриваемой схемы:

при отсутствии входного сигнала {Е==0)Кпр=0 и условие (5.56) выполнить невозможно. Следовательно, в отсутствие входного сигнала стационарные колебания в схеме существовать не могут;

поскольку Ку и Кум ограничены, стационарные колебания в регенеративном делителе частоты могут существовать, если амплитуда Е входного сигнала превосходит некоторое пороговое значение Елор, которое может быть определено из (5.56);

если аппроксимировать характеристику нелинейного элемента умножителя частоты полиномом, то при малых амплитудах Ui амплитуда (п-1)-й гармоники тока, а значит, и амплитуда U2 пропорциональны t/i -, а коэффициент передачи умножителя частоты Куы пропорционален t/i - Поэтому если пЗ (в случае п=2 умножитель частоты не нужен, ибо коэффициент умножения п-1 = 1), то при малых Ui КумО и мягкое самовозбуждение колебаний оказывается невозможным.

На рис. 5.136 приведена структурная схема регенеративного делителя частоты в 2 раза, отличающаяся от схемы рис. 5.13а отсутствием умножителя частоты. Считая по-прежнему, что преобразователь осуществляет перемножение входных напряжений, получаем условие баланса частот со- i=mi, из которого следует, что частота выходного колебания mi=tu/2. Возбуждение колебаний в схеме возможно, если общий коэффициент передачи по замкнутой цепи KiipKy>i. С учетом (5.57) условие самовозбуждения делителя можно записать, как ЕЕг[ор=21уКу.

В регенеративных делителях частоты в 2 раза в качестве преобразователя частоты большей частью применяют кольцевой модулятор, поскольку в отсутствие входного сигнала {e=Q) у него Квр=0 и самовозбуждение схемы оказывается невозможным.

В современной аппаратуре во многих случаях деление частоты осуществляется с помощью цепочки триггеров, образующих регистры сдвига или пересчетные цепочки с обратными связями. Эти устройства изучаются в курсе импульсной техники.