Поскольку C{t) является линейным параметрмческим элементом, протекающие через эту емкость токи, создаваемые напряжениями щ и U2, можно определять по отдельности, а затем результаты суммировать. Подставляем (6.77) и (6.81) в (6.83):

к (t) = (Со-ДС cos сонО 2C02OOs (<В2-Ф1) + 2 sin ((Bzf-qji) X

ХЛСб>2 sin (ittit= C(jL2C02COs {(Ust-Ф1) +ACcuif/2 cos (tuit+fpi) 4-

+ Oi(coh+©2). (6.84);

Здесь O2 - остаточные компоненты с частотой сон+юг. Иерва компонента (6.84) представляет ток частоты ©2, протекающий через емкость Со, подключенную параллельно второму контуру. Вторая компонента создает падение напряжения на первом контуре-.. Так как направления токов ti и f2 противоположны, полный ток частоты (Bi можно записать как разность двух компонент токов частоты (Bi, взятых из (6.80) и (6.84):

if((Bi) =-Li(BiCosin(cui/+ pi)--AC(Bi.f/2C0s((Bi+ipi)

(6.851

Ток (6.85) частоты оь протекающий между клеммами 1-1 [через С (it)] и второй контур, состоит из двух компонент: емкостной и активной. Поэтому эквивалентная схема первого контура (рис. 6.206) учитывающая влияние на него емкости C(i) и второго контура, помимо элементов самого контура, содержит еще две ветви: реактивную с емкостью Со н активную с сопротивлением 7?вн=-2Ui/AC(i)itU2. Последнее оказывается отрицательным, поскольку активная компонента тока (6.85) находится в протквог-фазе с напряжением щ. С учетом (6.82)

Бн=-4/ (АС) 2©1а)2/?э2. (6.861

Из эквивалентной схемы следует, что резонансная частота первого контура ©10= 1/KL7(CV+LI!£f° * резонансная час тота второго контура (й2о=1/1 -2(С2о+С).

Наличие 7?вн<0 обеспечивает возможность усиления колебаний на входной частоте. Отметим важную особенность: усилительные свойства двухконтурных параметрических усилителей в отличие от одноконтурных, не зависят от сдвигов фаз между сигналом и накачкой. Это следует из независимости 7?вн от фазовых соотношении между сигналом и накачкой.

Как и в других типах усилителей, где усиление связано с введением отрицательного сопротивления, увеличение усиления в рассматриваемом параметрическом усилителе сопровождается уменьшением полосы пропускания. В итоге произведение коэффициента усиления по напряжению на полосу пропускания остается величиной постоянной, характерной для данного усилителя. 10* 253

P \ I bhI у

Если Рвн</?э1 или

(й1ЛСРэ1(й2ДСРэ24, (6.87)

s усилителе возникают автоколебания.

Вводя в (6.87) величины: т=ЛС/Со - глубину модуляции параметра, yi = CiolCo и у2=С2о1Со - коэффициенты, определяющие степень влияния варикапа на настройку контуров, определяем зна-нение

m p=4(Yi-M0:(Y2+l)/QrQ2, (6.88)

ри превыщении которого возникают автоколебания.

Коэффициент усиления К напряжения на настроенном первом контуре равен добротности Ql изображенного на рис. 6.206 контура:

81 -IbhI Р

Для достижения большего усиления в регенеративных параметрических усилителях нужно работать в режимах, приближающихся к критическому. Величины Rgi и Q) обычно большими сделать не удается, так как к ним подсоединяется нагрузка. Поэтому получение большого усиления требует использования вспомогательного контура с большими Рэг и Q2-

6.8. ПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ УМНОЖЕНИЕ И ДЕЛЕНИЕ

ЧАСТОТЫ

параметрическое умножение частоты

На частотах от килогерц до десятков мегагерц умножение частоты чаще всего осуществляется устройствами на транзисторах или лампах (см. § 3.4). На СВЧ наиболее распространенньми являются умножители на полупроводниковых диодах. Последние могут быть использованы для умножения частоты или как нелинейные резисторы (диодные умножители), характеризуемые вольт-амперной характеристикой i{u) или сопротивлением R{u), или как нелинейные реактивные сопротивления (варакторные умножители), характеризуемые вольт-кулонной характеристикой q(u) или -емкостью С (и).

На рис. 6.21 приведены две основные схемы таких умножителей:, параллельная - си последовательная - б, названия определяются способом включения диода. Принцип действия этих схем таков: при воздействии входного гармонического сигнала частоты (Bi напряжение на диоде и протекающий через него ток оказываются искаженными, содержащими гармоники частоты oi; вы-

Другое название варакторных умножителей ( параметрические ) менее удачно, ибо обычно входное и выходное напряжения таких устройств имеют соизмеримые амплитуды, а потому рассматривать нелинейные зависимости С(и) и iR(u) как параметрические невозможно.

ходной контур, (настроенный на п-ю гармонику частоты оь служит для ее выделения. Поскольку оба контура подключены к нелинейному элементу одинаково, при анализе схемы рис. 6.216 необходимо учитывать зависимость протекающего через диод тока от входного и выходного напряжений, а на рис. 6.21с - зависимость на-

7} L, 1

Рис. 6.21

пряжения на диоде от входного и выходного токов. Исходное смещение Е в параллельной схеме подается на диод через дроссель Ьдр большой индуктивности, предотвращающий протекание переменного тока через цепь питания. В последовательной схеме протекание выткочастотных токов через источник питания предотвращается блокировочным конденсатором Сбл большой емкости.

Важнейшими параметрами рассматриваемых умножителей являются коэффициент преобразования

Кр=\Рп\РЛ (6.90)

и КПД

г1=1Рп/Ро. (6.91

В (6.91) Ро - мощность, расходуемая источником смещения. Когда Ро=0, величина Kf приобретает смысл КПД.

Варакторный умножитель частоты при работе в области обратных напряжений на диоде является устройством пассивным: единственным источником энергии выходных колебаний является источник входного сигнала. Поэтому мощность п-й гармоники Рп в выходном контуре не может быть больше мощности Pi источника входного сигнала.

Для определения /Ср воспользуемся уравнениями Мэнли и Роу. Полагая im=0, получаем из второго уравнения (6.71)

Т, = (/о.;+Ро. 3 +...) = 0.

я /1 /1

Здесь Ро, 1=Pi - мощность первой гармоники; Ро.п=Рп ность п-й гармоники. Следовательно,

мощ-

(6.92)