частоты электрической сети), в то время как другая - обеспечи-вает общее улучшение качества усиления (снижение нелинейны;\ искажений, неравномерности амплитудно-частотной характеристики и т. п.).

В других случаях две петли обратной связи могут выполнять одни и те же функции в разных диапазонах частот. Наконец, возможен такой случай, когда одна (основная) петля обратной связи предназначена для улучшения характеристик и качествен-ных показателей усилителя, а другая (дополнительная) обус. ловливает устойчивость работы всей системы. Последняя возмож ность представляет особый практический интерес, так как если дополнительная петля обратной связи включает не более дву\-каскадов, устойчивость обеспечивается без применения какой-либо коррекции. Естественно, что при этом возникают некоторые новые проблемы, однако решение их может оказаться значительно более простым, чем обеспечение устойчивости многокаскадного усилителя, охваченного глубокой одноканальной обратной связью.

Этот вид двухканальной обратной связи (рис. 1-23, а) является предметом рассмотрения данного параграфа. Одна (основная) петля обратной связи, охватывающая весь усилитель, образована за счет делителя напряжения Bi = -т-г > ДРУгая (допол-нительная), охватывающая часть (один блок) усилителя, обусловлена наличием делителя р2 = --~. Сопротивления Z, и Z,

делителей обратной связи будем считать большими по сравнению с выходным сопротивлением Zh, учитывающим выходное сопротивление оконечного каскада и сопротивление нагрузки. Поэтому, как обычно, будем пренебрегать прохождением напряжений со входов блоков Ki и /Сз через делители обратной связи на выход блока Ki- Под Ki подразумевается коэффициент усиления предварительных каскадов усиления (с учетом шунтирования выхода сопротивлениями Zg и Z,), а под Ki - коэффициент усиления оконечных каскадов (с учетом шунтирующего действия делителей обратной связи на Zu).

Согласно принципу суперпозиции напряжение f/., подаваемое на вход, связано с выходным напряжением U, уравнением:

[(f/afii -f Uy) Кг + V.U К, - и (1-58)

где первый член в квадратной скобке есть доля напряжения i--Z4, обусловленная напряжением обратной связи [0% и внещнич сигналом (f/i) на входе усилителя К\, а второй член обяза:*: своим появлением напряжению Ui, приложенному к делителю h-Из уравнения (1-58) для внешнего коэффициента усиления усилителя, охваченного обратной связью, получим:

.ih Ki 1:9)

К = К\Кч коэффициент усиления всего усилителя без обрат-

й гвязи (когда сделан разрыв между точками а и 6 па рис. 1-23, а). Tim этом точка а должна быть соединена с d через Z , нако как мы условились выше, Zh<!Z;,1, поэтому можно тать что а просто соединена с d. Параллельно сопротивле-Z присоединены сопротивления, равные сопротивлениям отелюченных делителей напряжения pi и

Из (1-59) видно, что, если в рабочей полосе частот

то, пренебрегая слагаемым, содержащим р , получим

Рис. 1-23. Схема двухканальной обратной связи: а - с дополнительной цепью Р2,б-с дополнительным каналом усиления.

обычное выражение для одноканальной обратной связи, охватывающей весь усилитель. Это обеспечивает нормальное улучшение характеристик в (1 -/Ci) раз. Параметры схемы следует выбрать пал увеличением частоты величина возрастала, а Pi/Ci

оавд некоторой частоте вне рабочего диапазона Рг окажется получ модулю fil/Ci, а при дальнейшем повышении частоты жении* л 1о\ достаточно высоких частот в выра-ии (1-59) можно пренебречь слагаемым pi/Ci в сравнении с р-

* 3 е

случай обесттр* ° ределенности рассматривается практически более трудный можно устойчивости усилителя на высоких частотах. Очевидно, У(аавйчикпгт, ° аналогичные рассуждения и для случая обеспечения ° cui на низких частотах.

Тогда для этих частот выражение для /Со. с будет таким, как при охвате обратной связью только части усилителя Кч- Если эта часть включает не более двух каскадов, то устойчивость на столь высоких частотах будет обеспечена без применения кор-ректирующих цепей.

Принципиально устойчивость может нарушиться в области согласования каналов обратной связи, где а фазы

р2 и Pi/Ci могут отличаться приблизительно на 180°, и тогд? не исключена возможность, что при определенных условиях знаменатель (1-59) обратится в нуль, а /Со.с - в бесконечность, что будет означать нарушение устойчивости. Для строгого анализа устойчивости следует применить критерий Найквиста к передаче по петлям обратной связи, определяемой суммой (/СР1 + ./С2Р2). Под областью согласования можно понимать диапазон от частоты, на которой I pi/Ci 1 = (2-i-4) 1до частоты, где \iKi\~

= (y-T--j I . Обычно эта область включает l-i-2 октавы ниже

частоты, при которой ] Bi/Ci = j 1, и 1-н2 октавы выше этой частоты.

Можно предложить ряд способов согласования каналов, позволяющих обеспечить устойчивость. Один из них состоит в том, чтобы в области согласования обеспечить ] /Са 11, а ] \К\-\-ч\ 1-Тогда в этой области все слагаемое (PiKi + P2)/C2 по модулю будет значительно больше единицы; обращение в нуль знаменателя выражения (1-59) и, соответственно, нарушение устойчивости окажутся невозможными. Очевидно, что практически достаточно, чтобы во всей области согласования выполнялось условие

(pi/Ci + W/C21=5 (1,5-4-2). (1-60)

Если при этом

l№ + p2Ss(0,7--l), (1-61) то \Кч\ должно отвечать неравенству

l/C2!Ss(2-H-3). (1-62)

Эти условия не являются обязательными, если фазы К\>\ и Ki}i изменяются таким образом, что знаменатель выражения (1-59) отвечает критерию Найквиста.

Некоторым недостатком рассмотренной схемы (рис. 1-23, а) является необходимость вынесения области согласования за пре делы рабочей полосы частот, поскольку в этой области имеют место значительные частотные искажения, не компенсируемые обратной связью. В большинстве случаев это вполне приемлемо, однако в отдельных специальных случаях желательно иметь область согласования в рабочей полосе частот, что допустимо, если частотные искажения, специфические для области согласования! устраняются обратной связью. Последнее имеет место, когда внешнее напряжение f/i включено не на входе блока Ки а междУ