ми а и б (рис. 1-23, а), так как при этом делитель Рь усили- ный блок К\ и делитель могут рассматриваться в совокуп-и как один четырехполюсник, объединяя который с /Сг полу-

схему обычной одноканальной обратной связи со ЮОУо-ным

носги

пэффициентом обратной подачи напряжения (Р = 1). Поскольку

YsXJ тт*-чт1тт/-1Гп \7тчд ятлта ттсг r\тлcUCiглгзr\Гr\ п(г\атоптл СВЯЗЬЮ,

внешнего

тойчивость линейного усилителя, охваченного обратной зависит от наличия и места включения источника висшнсхи напряжения все приведенные ранее соображения об устойчивости хемы рис. 1-23, а остаются в силе. Естественно, что включение источника напряжения между точками а и б (рис. 1-23, а) практически нерационально, так как величина этого напряжения должна быть большой, а коэффициент внешнего усиления мал (около единицы). Улучшение схемы может состоять в устранении делителей Pi и 82 и введении общего делителя напряжения на выходе усилителя К%-Для выравнивания уровней напряжений, поступающих по двум путям на вход Кч, вместо % в общем случае может быть введен усилитель, и схема окончательно приобретает вид, показанный на рис. 1-23, б. Коэффициент внешнего усиления в отличие от (1-59) выражается очевидной формулой

Внешнее отличие этой схемы от обычной схемы одноканальной обратной связи состоит в наличии вместо одного К[ двух блоков Kl и Kl.

С первого взгляда может показаться, что такое дублирование нерационально, однако в ряде случаев это оказывается все же весьмацелесообразным. Один из таких случаев (возбудитель с частотной модуляцией) рассмотрен в виде примера в § 1-9. В качестве другого случая можно представить себе такой, когда блок Kl является в большей степени усилителем мощности, чем напряжения, и рассчитан на рабочую полосу частот. Блок/Ci имеет значительный коэффициент усиления напряжения лишь за пределами рабочей полосы частот, где могут быть лишь гармоники (искажения) высших частот рабочего диапазона, мощность которых весьма незначительна и существенного усиления мощности не требуется.

то же время этот усилитель, будучи относительно маломощ-всей 1? спроектирован так, что обеспечит устойчивость рис ] So ° связи подобно тому, как это имело место в схеме схема г благодаря введению делителя Ра- Рассматриваемая схемы Г УДУ несколько сложнее предыдущей

(,рис. 1-23, а), обладает в сравнении с последней тем пре-

Дато 1ныхфункци цц источник напряжения, не изменяющий иере-

имуществом, что частотные искажения, возникающие в области согласования, устраняются обратной связью.

Выще было отмечено, что при должном согласовании фаз ио обязательно выполнение условий (1-60), (1-61) и (1-62), которые в ряде случаев могут оказаться слищком жесткими. В простых конкретных случаях нетрудно установить требования ко второму делителю обратной связи (2з, Z4 на рис. 1-23, а), удовлетворение которых принципиально обеспечивает устойчивость усилителя при неограниченной глубине обратной связи в определенной полосе частот.

При рассмотрении этой схемы (рис. 1-23, а) было принято, что с повыщением частоты коэффициент передачи делителя - = 24/(2з--Z4) увеличивается, а Pi/Ci - уменьщается. На достаточно высоких частотах за пределами рабочего диапазона [ становится значительно больще j iKi \, и вся обратная связь, как это, в частности, видно из формулы (1-59), определяется лищь петлей Кфь содержащей небольшое число каскадов (обычно два-три). Это можно условно трактовать как введение в усилитель дополнительных каскадов, имеющих обратные (компенсирующие) характеристики. При такой трактовке проектирование и расчет параметров цепей значительно упрощаются.

В формуле (1-59) коэффициент обратной связи характеризуется суммой

/Срс =/Ср1 + K,%=--Kh (1 + = Kh (1 -1- щ;) (1-64)

Это выражение отличается от коэффициента обратной связи при одноканальной обратной связи (/СРО наличием множителя

(Ку = 1 + Tcy) который характеризует, очевидно, усиление условных дополнительных каскадов с обратными характеристиками.

§ 1-7. Выбор параметров усилителя с двумя каналами обратной связи

Рассмотрим функцию Ф = = т~, в которой /Cl -коэф-

фициент усиления первого блока усилителя (рис. 1-23, а), определяемый при замкнутых точках and. Если S[ - крутизна оконечной лампы этой части усилителя, а Z4 - сопротивленп? анодной нагрузки (включая анодную емкость, внутреннее сопротивление лампы и т. п.), то с учетом шунтирующего действия сопротивления Z3, имеем:

/Ci = /Ci5;--, (1-65)

где Kj коэффициент усиления каскадов, предшествуюощх оконеч ному в блоке Kiss

Поскольку p, = Zi/(Z,4 Z,), получим

-ж-ж=у<ш- (1-66)

Характерно, что эта функция совершенно не зависит от Zj.

При выборе параметров делителя р., обусловливающего охват блока Ki обратной связью, следует учесть одно ограничение, вытекающее из практических соображений. Коэффициент усиления этой части усилителя уменьшается обратно пропорционально глубине обратной связи ] 1 - Ki?i\- Соответственно увеличивается амплитуда напряжения (или тока), требуемого от оконечного

каскада К\- ,

В ряде случаев- этот каскад из экономических соображении нежелательно рассчитывать с большим запасом по напряжению (или току), вследствие чего в рабочей полосе частот глубина обратной связи по второй петле (1-/Сгр) не должна быть глубокой. Поскольку возрастает с увеличением частоты, практически можно наложить ограничение на верхней границе рабочей полосы частот (u . Обычно достаточно, чтобы

\K,hua.si. (1-67)

Если на частоте Шд имеется большой запас по усиливаемому напряжению (току) или напряжение (ток) на этой частоте значительно меньшей величины, чем на более низких частотах, то обратная связь IKihL- может быть увеличена, однако во избежание частотных искажений вблизи верхней границы рабочей полосы частот, обратная связь должна носить все же характер одноканальной, что будет иметь место при условии

\KihL-<os<\KhU<.s- (1-68)

Так, например, если допустимы искажения до 1 дб (12У ), то для этого достаточно, чтобы выполнялось неравенство

/C,p,U.,l/CPiU.,. (1-69)

Обычно требуемая обратная связь по основной петле ] Kh больше 8, и неравенство (1-67) включает в себя (1-69). 1фи условии (1-67), выражение (1-66) дает

ICO-Olg

(1-70)

каскал * применение понятия условных компенсирующих На Рис 1 00 частных случаев. В простейшем варианте блок /С, Нйя r может включать один резистивный каскад усиле-

о этом случае в выражении (1-66) /Ci = l, а в качестве Z,