Главная >  Элементарная теория обратной связи 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 [ 16 ] 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81

устойчивости. Из (1-143) можно найти Rr после чего -j (1-139).

С помощью (1-131) или (1-133) и (1-129) нетрудно определить Сз4 = С;,-f Ci. Далее следует выбрать и в 1,5-ь2 раза большими двух наименьших из четырех постоянных времени т tai, аз, аз И трббуемое значение глубины обратной связи /Сорр-= KwK2 i в соответствии с неравенством* (1-87).

Известные значения Ru и KloPiKoPi/Kao дают возможность найти Сз и Ск из уравнений (1-136) и (1-137), где r - Rj-; определяется равенством (1-132) или (1-134), из которого можно найти затем R по известному Ск.

Емкость С найдем, как разность известных с34 и Сз. Наконец Riia определим из (1-139), поскольку R и /?к известны. В результате расчета может оказаться, что требуемая величина jE, жлп Ci должна быть отрицательной. Это свидетельствует о том, что исходное расчетное значение глубины обратной связи или t.j,

выбраны слищком большими. Практически это имеет место обычно лишь при весьма больших значениях /СоРь превышающих 60-80 дб.

Если блок К\ (рис. 1-27) содержит лишь один каскад, то расчетные формулы существенно упрощаются. Из делителя , (рис. 1-28) можно исключить ветви, содержащие R, положив -сю и соответственно Хк = оэ. При этом на основании (1-130) и (1-124), где Tai = 0, выражение (1-135) принимает вид:

/Су=-1+=:1+/-ь (1-144)

Здесь i?3i, согласно (1-127) и (1-139), при i? = co равно

Kuh ~/i:ioPi(i-f %)

Условие (1-131) с учетом (1-128) и (1-145) имеет вид:

(1-146)

=RziCii=rj- (Сз 4 С4)=. (1 -147)

Для расчета, как и в предыдущем случае, удобно положить

14-5/34 =14- .2 =1,5 2, (1-!48)

что дает возможность найти R и Сз4 = Сз4-с4 из (1-147). Выбрав Ti в (1,5--ь 2) раза больше наименьшей из постоянных времени tai, Хаз, каскадов, входящих в блоки Ki и (рис. 1-2/)

Если второй каскад блока /С (рис. 1-27) рассчитан с большим запасов по усиливаемому напряжению, то выполнение неравенства (1-87), как был указано ранее, не обязательно.



5кВЧ

1кВЧ

2кВЧ

ЗнВЧ

ожно найти Сз из уравнения (1-146), где /CioPi = должен ать неравенству (1-77), если первый каскад, входящий в блок ojg рассчитан на большой запас по амплитуде усиливаемого напряжения. Емкость Cj равна разности Сз4 -Сз.

§ 1-9. Пример проектирования усилителя с двухканальной обратной связью

в качестве примера рассмотрим осуществ-тение обратной связи в воз-буаителе частотно-модулированных колебаний для радиовещания. Рассматри-емый возбудитель основан на применении фазовой модуляции. Для облегчения осуществления и улучшения качества модуляции в нем предусмотрено лва фазовых модулятора - один на исходной относительно низкой несущей

частоте (100-200 кгц),

другой - на частоте в 5 j I . ... \Вых.ВЧ

раз большей. Таким образом, естественным путем образуется два канала усиления, которые целесообразно использовать для осуществления двухканальной отрицательной обратной связи. Блок-схема возбудителя имеет вид, показанный иа рис. 1-29. Схема обратной связи соответствует рис. 1-23, б, а не 1-23, а, так как напр.1-жение сигнала подается на вход обоих каналов o6pafHoft связи. Фазовый модулятор 1ФМ предназначен для модуляции частотами от 30 гц до 2-4 кгц, а 2ФМ- для более высоких частот, ибласть сопряжения характеристик каналов модуляции (2-8 кгц) лежит внутри рабочей полосы частот 30 гн-15 к? однако поскоку оба ка нала обратной связи вхо

ЗкНЧ

ЧДиКП

1ки2кНЧ

\Вх.НЧ

Рис. 1-29. Блок-схема возбудителя частотно-модулированных колебаний для радиовещания с двухканальной обратной связью по огибающей частоты.

1к НЧ - Зк НЧ-каскады усиления низкой частоты, КЦ-интегрирующая и корректирующая цепь, 1ФМ и 2ФМ - фазовые модуляторы, ЗГ-задающий генератор, 1к ВЧ-5кВЧ - каскады усиления и умножения высокой частоты, ЧД и КП-частотный детектор и катодный повторитель, Pi - цепь обратной связи.

Дят в то о-о-

жения вовгр * АГ, а не в тракт обратной подачи р, частотные иска-

На Рис 1 40 ®Р частот сигнала эффективно компенсируются. ВДрующих част тт эквивалентная схема возбудителя для высоких моду-напряжения ът °° ьку фазовые модуляторы преобразуют изменения одуляции ия фазы, а девиация частоты, характеризующая глубину ляторов предста к° ° производной фазы, эквиваленты фазовых моду-передачи - идеальных дифференциаторов с коэффициентами

Ризуют эффектирц м2=>т 2, в которых величины и характе-тоективность фазовых модуляторов.

Принципы построени

я такого возбудителя описаны в [9].



Каскады высокой частоты вызывают заметные частотные искажени модулирующего сигнала (через огибающую частоты) только па высоки звуковых частотах, где индекс модуляции мал, и спектр сигнала высоко? частоты характеризуется несущей и одной парой боковых частот. Это Vq зволяет воспользоваться свойством эквивалентности схем высокой и низкой частот, рассмотренным ранее для амплитудной модуляции. В частности, каскаду высокой частоты с одним контуром в анодной цепи (1к ВЧ, 2к ВЧ и Зк flt/i можно заменить, как было показано в § 1-3, ./?С-усилителями, а при нали пщ двух связанных контуров {4к ВЧ) - воспользоваться схемой рис. 1-Г,- g или е.

Идеальные дифференциаторы в схеме рис. 1-30, имеющие возрастаюици с частотой коэффициенты передачи, могут быть использованы для комигнса-

1к НЧ 2кНЧ КЦ Sh-ИУ 1ФМ

IkBQ гкВЧ 5кВЧ 4нВЧ L34


Рис. 1-30. Низкочастотный эквивалент возбудителя частотно-модулированных колебаний (рис. 1-29).

ции спада усиления /?С-каскадов, обусловленного наличием емкостей г, их анодных цепях. В частности, в первом канале за счет 1 ФМ (рис. 1-29) ложно компенсировать частотные зависимости Зк НЧ и эквивалентна 1кВЧ в области согласования, а 2 ФМ второго канала - использовать для компенсации характеристики эквивалента 2к ВЧ. При этом часть тракта усиления от 2кНЧ до эквивалента ЗкВЧ будет иметь не зависящий от частоты коэффициент передачи, и расчетное число каскадов в эквивалентной псгле обратной связи существенно сокращается.

Интегрирующая и корректирующая цепь (КЦ на рис. 1-29 и 1-30) имеет коэффициент передачи

(1 -f yto/iCa) (1 +>/?2Ci) (1 +У<о/?А) (1 +y /?2Ci) -f >iCx

Сопротивление Ri и емкость Ci выполняют функции интегрирования; необходимого для преобразования фазовой модуляции в частотную, поэтоЛ постоянная времени RiC рассчитывается на самую низкую частоту сигнал (30-ь50 гц), т. е. на этой частоте (w) величина aRid порядка eAHniiUb;

На значительно более высоких частотах, в частности, в области согласо-



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 [ 16 ] 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81