Главная
>
Элементарная теория обратной связи ствующими изменениями коэффициентов Ро и р либо К\-) Иногда это дает известные преимущества. В случае малых искажений корректирующий сигнал весьма мал, и усилитель Ki может быть спроектирован в расчете на малую мощность. Напряжение Vu необходимое для возбугдения усилителя Къ практически не зависит от глубины обратной связи, тогда как в обычной схеме (рис. 1-1) оно должно быть выбрано в (1-/Ср) раз большим. При определенных условиях это дает выигрыш в номинальной (расчетной) мощности каскадов усиления Балансная схема обратной связи является также наиболее рациональной, если входное Ех и выходное f/a напряжения представляют собой колебания высокой частоты, амплитуды которых должны изменяться по одному и тому же закону. При этом цепи Ро и должны включать в себя амплитудные детекторы [4]. От схемы цепи а также способов ее присоединения на входе и выходе существенно зависят свойства усилителя. Так, например, цепь р может представлять собой делитель напряжения Zoi, Zo.2, присоединенный параллельно сопротивлению нагрузки Zh (рис. 1-5, а). Напряжение обратной связи пропорционально напряжению иа выходе, поэтому данный вид обратной связи получил название обратной связи по напряжению. При прочих равных условиях обратная связь приводит к уменьшению любого изменения напряжения на выходе в (1 - /Ср) раз. Это означает, что выходное сопротивление усилителя, измеренное между точками подключения Z, при введении обратной связи уменьшается в это же число раз. На рис. 1-5, б представлен пример обратной связи по току. В данном случае напряжение обратной связи, снимаемое с сопротивления Zo, пропорционально току через нагрузку Zh. Благодаря этому обратная связь уменьшает изменения тока в нагрузке в (1-/СВ) раз, а выходное сопротивление усилителя, измеренное в точках разрыва провода сопротивления нагрузки, увеличивается в это же число раз. При применении пентодов (в широкополосных усилителях и т. п.) внутреннее сопротивление лампы во много раз больше сопротивления нагрузки, так что даваемый обратной связью эффект увеличения внутреннего сопротивления усилителя практически не имеет значения. Однако существенным остается уменьшение искажений и помех. Достоинством схем рис. 1-5, а и б является их простота, однако можно отметить два существенных недостатка этих схем. Первый состоит в том, что в силу зависимости выходного сопротивления от глубины обратной связи в схеме рис. 1-5, а оно оказывается обычно слишком малым, а в схеме рис. 1-5, б -слишком большим, в результате согласование усилителя с нагрузкой Этот выигрыш может оказаться незначительным, если иметь в виду возможность каскадного соединения усилителей Ki, Ко и К- в случае обычной схемы обратной связи. при заданной глубине обратной связи становится затруднительным. Вторым недостатком является зависимость обратной связи от сопротивления нагрузки, которая в процессе эксплуатации устройств, по тем или иным причинам может существенно изменяться. Резкое изменение обратной связи может привести к неустойчивости (самовозбуждению) усилителя. Этих недостатков лишена мостовая схема обратной связи (рис. 1-5, в). В сущности она представляет собой комбинацию обратной связи по напряжению и току. Анодная цепь последней лампы представляет собой мост, в одну Рис. 1-5. Усилители с обратной связью по напряжению (а), по току (б) и с мостовой цепью р (в). диагональ которого включено сопротивление нагрузки Zh, а с другой диагонали снимается напряжение обратной связи. nj)H балансе моста Za, Z i напряжение обратной связи не зависит от Zh, а выходное сопротивление усилителя, измеренное в точках присоединения Zh, не зависит от глубины обратной связи. Можно показать [1], что изменения внутреннего сопротивления лампы, влияющие на величину сопротивления плеча моста Zg , уменьшаются обратной связью в (1-Afp) раз, что соответственно уменьшает нарушения баланса моста и повышает стабильность величины выходного сопротивления усилителя. Полезной нагрузкой в мостовой схеме обратной связи (рис. 1-5) является только Zh, поэтому для обеспечения высокого коэффициента полезного действия сопротивления Z и Zoa, к которым приложено выходное напряжение, должны быть возможно большими, а сопротивление Z , через которое протекает ток нагрузки, должно быть по возможности малым. На сопротив-.тепии Za-t также должна выделяться небольшая мощность. Делитель на сопротивлениях Zoi и Zos определяет обратную связь по напряжению и должен отвечать условию (1-17) Других существенных ограничений на Zoi и Z обычно не накладывается и эти сопротивления могут быть выбраны достаточно большими, не Указывающими заметного влияния на к.п.д. усилителя. Пренебрегая потерями в высокоомном делителе Zoi и Z 2, можно счи-к и д. анодной цепи равным отношению мощности Рд на сопротивлении нагрузки Zh к сумме мощностей Рн + Яа + Ро на сопротивлениях Zn, Za3 и Zo. Рассмотрим основные соотношения, характеризующие мостовую схему обратной связи. Предполагая, что внутреннее сопротивление лампы Jig учтено в сопротивления Zg., моста (рис. 1-5, в), для коэффициента усиления этой лампы имеем /7л-7- Ле - -Гт- - sn.s- з 7 Л 7 I 7 > где У<гз и Sg - соответственно анодное, сеточное напряжения и кру- Z fZ -h Z о) тизна лампы, Z --у. . у--сопротивление нагрузки Zh с учетом шунтирующего действия делителя обратной связи, и, следовательно, Zg. g - эквивалентное входное сопротивление моста со стороны лампы. Напряжения на Zo и Z равны: <Л, = <Л,-у--:>--> (1-20) Zo-hZg На Zo2 выделяется часть напряжения U2, согласно (1-16) и (1-21) равная и = и. = Уаз у . (1-22) При наличии баланса моста (1-16) напряжение обратной связи на основании (1-20), (1-21), (1-22) равно Uo = Уо. + = и 3?+i+3L . (1.23) Zas + A h-f-Zj Д.тя коэффициента передачи от сетки лампы до выхода делителя обратной связи с учетом (1-19) и (1-23) имеем: Отсюда видно, что обратная связь не зависит ни от сопротивления нагрузки Zh, ни от сопротивлений делителя напряжения Zoi и Zoa-няя рабочей полосе частот все плечи моста-сопротивления, актив- Поля! я ! *-Т* 2°Р Х выражена значительно больше, чем реактивная. 1ая Za3=-Ааз, Z = ? , Zh = У?н и пренебрегая высокоомным делителем
|