Главная >  Элементарная теория обратной связи 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 [ 60 ] 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81

что выполняется в том случае, когда

- С

02 = , (5-85)

т. е. bi представляет собой проводимость емкости --С.

Таким образом, схема каскада с максимально возможным равномерным усилением в полосе частот О - Шс имеет вид, показанный на рис. 5-18. Обведенный пунктиром четырехполюсник представляет собой фильтр нижних частот. Половина емкости анодной цепи Со отнесена к фильтру, а вторая половина создает проводимость bi, фигурирующую в формулах (5-83), (5-84) и (5-85).

При такой коррекции во всем рабочем диапазоне частот О-ь-ю,. модуль сопротивления Z равен 2/сйсСо, а усиление

{А) =1п4. (5-86)

При отсутствии коррекции на частоте Зс анодная емкость


Рис. 5-18. Вк.чючение фильтра в усилитель (рис. 5-16).

Рис. 5-19. Частотные (в) и фазовые {6) характеристики каскада (рис. 5-18).

обладает сопротивлением 1/юсСо, что соответствует усилению на 6 дб меньше, чем усиление, получаемое при наличии коррекции. Это объясняется тем, что корректирующий фильтр дает на частоте

антирезонанс с половиной емкости анодной цепи, т. е. компенсирует ее сопротивление, благодаря чему лампа работает лишь на оставшуюся половину емкости и дает вдвое большее усиление.

С учетом (5-83) и (5-85) функция О, фигурирующая в (5-79), примет вид

ei = lnZ = -In (/

2 Со I У С

(5-87)

Частотные зависимости усиления Ах и фазы Вх для этой функции показаны на рис. 5-19, а и б (сплошные линии). Для сравнения на тех же рисунках приведены характеристики фазы и усиления для обычного РС-усилителя, обладающего тем же усилением на весьма низких частотах и той же емкостью анодной



цепи (пунктирные линии). Кроме того, на рисунке приведены характеристики А и В для предельно! о случая, когда анодная нагрузка представляет собой одну лишь емкость (пунктирные прямые линии). Выигрыш в полосе пропускания за счет коррекции (на уровне спада 3 дб) получается более чем в два раза.

При корректировании характеристик широкополосных усилителей, помимо двухполюсных, широко используются четырехпо-люсные межкаскадные цепи, позволяющие получить более широкую полосу пропускания. Однако в отличие от двухполюсных цепей,

фазовый сдвиг которых не может превысить величины у. п четырехполюсных цепях фазовый сдвиг может быть намного больше, в особенности если в четырехполюсники включены звенья, состоящие из последовательных индуктивностей и параллельных емкостей. Из этих соображений применение четырехполюсных цепей в схемах, охватываемых отрицательной обратной связью, нецелесообразно. Можно показать, что если применять межкаскадные чэтырехполюсные цепи с фазовым сдвигом, ограниченным величиной Ti:/2, например Т-образные звенья, перекрытые емкостью, то они не дают никаких преимуществ в сравнении с двухполюсными.



ГЛАВА ШЕСТАЯ

ПРОЕКТИРОВАНИЕ АБСОЛЮТНО УСТОЙЧИВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С МАКСИМАЛЬНО ГЛУБОКОЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

§ 6-1. Оптимальные характеристики петли обратной связи

При проектировании отрицательной обратной связи желательно иметь возможно большую ее глубину в заданной полосе частот для того, чтобы обеспечить эффективное подавление всех видов искажений усилителя.

Поскольку фактор обратной связи должен быть максимальным в рабочей полосе частот и меньшим единицы на частоте генерации, желательно иметь возможно более резкий спад /Ср за пределами рабочей полосы частот (от границы этой полосы до частоты генерации). Однако с увеличением крутизны спада характеристики усиления dAjd возрастает фазовый сдвиг, что видно, в частности, из формулы (5-48). Поэтому при выборе слишком большой величины dA:di частота генерации, где фаза В становится равной 180°, оказывается вблизи границы рабочей полосы частот. Соответственно спад усиления на частоте генерации, а следовательно, и допустимая глубина обратной связи оказываются незначительными.

Поскольку повышению крутизны спада усиления сопутствует увеличение фазового сдвига, целесообразно выбрать величину фазы за пределами рабочей полосы максимально возможной. Предельным значением является, очевидно, величина тс. При этом, согласно критерию Найквиста, усилитель, охваченный обратной связью, будет на границе устойчивости. Практически необходимо обеспечить некоторый запас устойчивости по фазе , принимая во внимание нестабильность параметров, режимов работы усилителя и возможность некоторого изменения фазы в процессе эксплуатации. Этот запас учитывается тем, что фаза принимается равной не тс, а (1 - г/) тс. Величина у обычно принимается равной 16, что соответствует запасу по фазе, равному тс/6 или 30°.

Из этих соображений следует, что при идеальной коррекции в рабочей полосе частот должна быть равномерной амплитудная характеристика, а за пределами полосы - фазовая характеристика, причем фаза должна быть равна величине (1 - г/) тс.



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 [ 60 ] 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81