Главная
>
Элементарная теория обратной связи рня усиления всего усилителя на высоких частотах = 20 IgKo, УР итого при построении затуханий за нулевой. За начало отсчета частоты нята нижняя граница спектра усиливаемых частот, рапная / = 30 гц-н чтом рисунке Лу - характеристика ослабления, вызванного индуктивностью холостого хода модуляционного трансформатора, соответствующая постоянной времени %у =-100 314 представ.ляет собой результирующее каскадов, и, наконец, Л = /1у+ затухание всех широкополосных те.ля я-,= -зат. . На рис. хание всего успли-1-20, б приведены фазовые характеристики <Су, f i = = Чп, Ча f у + f, соответст-вующие затуханиям Лу, Л ...1 = == 4Лш и An = -у -f Л 1. Если применить корректирующие цепи, то для обесиечеиия такой обратной связи вместо шести достаточно двух-трех октав. Ценой введения дополнительных корректирующих элементов можно в несколько раз уменьшить постоянные времени разделительных цепей. Простейшей корректирующей цепью является параллельное соединение У?к и Ск, введенное в разделительную сеточную цепь. Такая коррекция Позволяет не только обеспечить более глубокую обратную связь, но и уменьшить постоянную времени сеточной цепи, т. е. уменьшить емкость (следовательно, и габариты, и стоимость) разделительного конденсатора, что для мощных каскадов имеет су-щectвeннoe значение. В некоторых случаях целесообразно уменьшить постоянную времени за счет сеточного сопротивления. Так, например, если из условий работы лампы выходного каскада (рис. 1-19) сопротивление Kg\ до.лжно быть выбрано возможно меньшим, то вместо предложенной выше цепи С = 1 мкф: Rgi - 160 ком (рис. 1-21,а) .можно было бы, в частности, использовать цепь, показанную на рис. 1-21, б. При такой замене постоянная времени сеточной цепн не меняется, следовательно, форма частотной характеристики сохра- прежней, но коэффициент передачи уменьшится в 4 раза. Для сохра-лен Ржиего коэффициента усиления в рабочей полосе частот сопротив-холи необходимо зашунтировать емкостью Cr. В этом случае мы при-= 4о еме рис. 1-21, в, если исходить из сеточного сопротивления Rg = нем схеме рис. 1-21, г, сети сохранить R = 160 ком. В послед- случае величины емкостей Cg и Ск резко уменьшаются, мены емкость не очень ве.лика, а частота генерации / .г во много раз ше наинизшей усиливаемой частоты / (в рассмотренном примере град 180 НО 120 90 ВО 50 О
-8-7-6 1 2 3 опт Рис. 1-20. Частотные (а) и фазовые (б)ха-рактеристики модуляционного устройства (рис. 1-19) для области низких частот. Риваются° искажения на высоких частотах данном случае не рассмат- /,j J, = 0,8 гц, a/н = 30 гц), то на частоте генерации влияние емкости г; будет сказываться мало, т. е. фазовый сдвиг окажется почти тем же, mii,. ij для исходной цепочки (рис. 1-21, а), но появится дополнительное зату.х.иа, которое в пределе может достичь коэффициента ослабления делителя z- Rg. Очевидно, глубина обратной связи может быть в этом случае увеличс-.;-на величину этого дополнительного затухания. Так, например, если принять /?к=120 ком, Ск=0,2 мкф (рис. 1-21, з, или, соответственно, /?к == 480 ком, Ск = 0,05мкф (рис. 1-21, г), то на чаете.г,; 50 гц дополнительное ослабление, даваемое цепочкой, незначитеь.чо (около 2 дб), а иа значительно более низких частотах оно составляет п,1ч. близительно постоянную величип- равную 12 дб, что соответств-, о, коэффициенту ослабления делию.,; Rk и Rg, равному четырем (12 d;). Амплитудная и фазовая характеру, стики усилителя после замены ... почки, изображенной на рис. 1-2!, схемой, приведенной на рис. 1-21 j или г, показаны на рис. 1-20, а >, j пунктиром (Avtif). В резульи:с такой замены общий сдвиг фазы Нс весьма низких частотах сохранил:! почти прежним, по затухание уве.-л. чилось на 12 дб, что позволяет } i-личить глубину обратной связи и и-близительно на такую же велич!!!.. Сравнение характеристик покз.:.,!-вает, что увеличение глубины udp.i-ной связи достигается за счет,уве .к-чения фазового сдвига и крутиз.;ы спада амплитудной характерисПлП в области частот, заключенной мсжт частотой генерации и рабочей поле-сой частот (т. е. от/н.г до/ц). Пм-скольку фазовый сдвиг и, соотве:-ственно, крутизна спада усиление ; этой области частот не должны превышать определенного максим}:.!!; (обычно 150° и 10 дб1окт), д;-пустимое число вводимых корр!.:-тирующих цепочек рассматривае !<-го вида ограничено. Если цепо!л.;!1 рассчитаны на одну и ту же область частот, то обычно имеет сгл!-.с. вводить лишь 1-2 таких цепочки при наличии узкополосного кас;!- или 2-3 - при отсутствии такого каскада, когда коррекция в обл;л;Ч1 низких частот целиком достигается за счет корректирующих цепей та: !iJ вида. На высоких частотах частотные искажения в рассматриваемом ы : i) ляционном устройстве определяются анодными емкостями каждого из ч:1Ь рех каскадов (подобно Со на рис. 1-8), а также выходным coпpoтllli.! нием делителя обратной связи и входной емкостью первого каскадз петле обратной связи на высоких частотах модуляционное ycтpoиcIB эквивалентно пятикаскадному резистивному усилителю. В силу особенностей, не зависящих от обратной связи, мощный вы.д! ной каскад обычно имеет помимо активной значительную емкостную cccf Рис. 1-21. Сеточная цепь (а), разделение в ней сопротивления (б), введение корректирующей емкости (в), увеличение сопротивлений элементов с сохранением коэффициента передачи (г). вляющую проводимости анодной нагрузки на высоких частотах. Из соображений будем считать этот каскад узкополосным, имеющим пс i пропускания Fay=15 кгц, и, соответственно, постоянную времени am цепи Tjijy = 27СК = 10,6 мксек. nvnTb как и в примере для низких частот, требуемая глубина обратной пявна Ш1паб = 20 (26 дб), а запас устойчивости но усилению х = 3 связи р I fjgP формулы (1-55) можно найти среднюю постоянную вре-(около ли полосу пропускания Р.ш широкополосных каскадов: J 106- 0° о 069 MKceic 2( -1) X1 А:Р раб = 2,3 Мгц. В силу несовершенства этого способа коррекции требования к ширине полосы каскадов оказались весьма высокими. Так, например если межкаскадная емкость анодной цепи равна 69 пф, то сопротивление анодной нагрузки не должно превышать 1 ком. Усовершенствование коррекции этого вида в случае низких частот было достигнуто с помощью введения цепи, изображенной на рис. 1-21, в, Рис. 1-22. Анодная цепь RaCa и корректирующая ее цепь RkC. вместо обычной цепочки og-z\g-(рис. 1-21, а). Высокочастотным аналогом этой цени является цеиь, изображенная на рис. 1-22. , , оч С введением корректирующей цепи RCk (рис. 1-22) требования к соответствующему каскаду снижаются, так как на высоких частотах, где емкость Ск представляет сопротивление, малое в сравнении с Rk, постоянная времени анодной цепи вместо RsCo становится равной Со/?ак/(.а Ь-к)- Выбор количества таких цепей и их параметров аналогичен рассмотренному для области низких частот. В частности, при наличии одного узкополосного каскада целесообразно ограничиться одной корректирующей цепью. Если считать, что R в три раза меньше R (как Rg и R на рис. 1-21, б, в, г), то для обеспечения необходимой устойчивости обратной связи можно принять .к=1,33 ком, а i?a увеличить с 1 ком до 4 ком, благодаря чему коэффициент усиления каскада и соответственно глубина обратной связи в рабочей полосе частот увеличатся в 4 раза (на 12 дб). § 1-6. Обеспечение устойчивости путем образования дополнительного канала обратной связи Все предыдущее рассмотрение вопросов проектирования усилителей с обратной связью было основано на предположении об одной петле (одном канале) обратной связи. В простейших случаях роль дополнительного канала обратной связи сводится просто к улучшению параметров лампы (например, каскад с катодной обратной связью), характеристик части каскадов усилителя [6] или устранению вредного влияния трансформаторов П], однако в более сложных случаях можно получить результаты, недостижимые с помощью одноканальной отрицательной обратной связи. Так, разным петлям обратной связи, включающим определенные части одного и того же усилителя, могут быть предписаны различные дополняющие друг друга функции. В частности, одна етля обратной связи может быть предназначена для подавления ределенного рода шумов (например, пульсаций напряжения 2 А, д. Артым gg
|