Такова передача изменения входного напряжения по третьему пути. Обычно коэффициент передачи по третьему пути больше, чем по второму, и примерно равен hi2. По этой причине передачей возмущений со входа на выход по второму пути при расчетах пренебрегают. Однако если проектируется фильтр с коэффициентом ослабления пульсаций порядка нескольких сотен, то передача возмущений через цепи внутренней обратной связи транзистора может стать определяющей.

Напряжение пульсаций, попавшее на выход транзисторного фильтра по первому пути, имеет амплитуду

где Emi - амплитуда первой гармоники пульсаций на входе фильтра.

Напряжение с амплитудой Umi сдвинуто на 90° по отношению к напряжению, прошедшему по третьему пути и имеющему амплитуду

Поэтому коэффициент сглаживания пульсаций транзисторным фильтром получается равным

/1/ . + !-. (2.26)

\Rr + Rjl (1 + hi9) (шСОе i?iCi)?

Здесь первый член R2/{Ri+R2) определяет ослабление постоянной составляющей напряжения фильтром. Поскольку напряление иа базе

а выходное напряжение лишь на вольт или доли вольта отличается от напряжения иа базе, то

и./Е! RJ(Ri + R,).

На первый взгляд кажется, что в транзисторном фильтре можно получить хорошую фильтрацию при емкости конденсатора С, заметно меньшей, чем в обычном /?С-фильтре. Однако это не так. Сопротивление резистора Ri не может быть большим, поскольку оно определяет падение напряжения U кб транзистора фильтра.

Для повышения КПД фильтра желательно иметь напряжение t/j3 и соответственно (7 jg небольшими. Величина t/транзистора фильтра должна быть достаточной лишь для компенсации изменений входного напряжения из-за пульсаций. Поэтому и получается сравнительно небольшим сопротивление резистора Ri и по условиям фильтрации требуется значительная емкость у конденсатора С.

Применив схему с дополнительным маломощным источником питания (рис. 2.14, в), у которого выходное напряжение £ 2 выше, чем у основного Ей сопротивление

резистора Ri можно увеличить, что уменьшает требуемую из условий сглаживания емкость конденсатора.

Улучшение фильтрации возможно и при применении фильтра LC (рис. 2.14, г). Ток базы транзистора мал, поэтому подмагничивание сердечника дросселя незначительно и дроссель L получается небольшим. Резистор R обеспечивает выбор рабочей точки транзистора.

Рис. 2.16. Транзисторный фильтр с нагрузкой, подключенной параллельно.

а - с управлением с входа; б - с управлением с выхода.

Схемы фильтров с нагрузкой, включенной параллельно транзистору, приведены на рис. 2.16.

В схеме на рис. 2.16, а управляющее напряжение на базу транзистора подается с вход-а схемы через RiCi, и поэтому она называется схемой с управлением со входа. Схема рис. 2.16,6 называется схемой с управлением с выхода.

В схеме на рис. 2.16, а смещение на базу транзистора подается через резистор R2. Переменная составляющая пульсации на базу транзистора подается через цепочку RiCi. Нагрузкой транзистора является резистор Rz, на котором и выделяется усиленная переменная составляющая в противофазе с напряжением пульсаций на входе схемы. Эти два напряжения могут компенсировать друг друга, если они равны. Если же первое напряжение меньше второго, то уже будет недокомпенсация, и если первое напряжение будет больше второго, то будет перекомпенсация напряжения пульсации. На резисторе /?з происходит также падение напряжения от тока нагрузки.

Достигнуть полной компенсации при изменении входного напряжения из-за нестабильности параметров транзистора практически невозможно. Поэтому достижимый

коэффициент сглаживания таких фильтров значительно ниже теоретического.

Коэффициент сглаживания транзисторного фильтра зависит от коэффициента передачи тока, и чем больше последний, тем лучше сглаживание. Фильтр, собранный по схеме на рис. 2.16,6, управляется с выхода и поэтому работает в режиме недокомпенсации. Коэффициент

сглаживания такого фильтра

1 1-О-] ниже, чем в схеме на рис.

X т, Wt. 2.16, а, но слабо зависит от

температуры и входного напряжения.

В фильтрах с параллельным включением нагрузки по транзисторам проходит посто-Рис. 2.17. Фильтр с со- янный ток, значительно мень-

ставным транзистором.

шии, чем ток нагрузки, т. е.

меньший, чем в фильтрах с последовательным включением нагрузки, поэтому часто можно обходиться транзисторами без теплоотво-дов. Фильтры с параллельным включением нагрузки не боятся коротких замыканий, но при снятии нагрузки транзистор может перегружаться.

Транзисторы, заменяющие дроссель, в последовательных транзисторных фильтрах не создают ЭДС самоиндукции. Поэтому напряжение на выходе такого фильтра всегда меньше входного. Чтобы избежать глубоких провалов в.ходного выпрямленного напряжения, которые фильтр не может сгладить, на его входе необходимо ставить конденсатор Со.

В связи с тем, что часть выпрямленного напряжения падает на последовательно включенном транзисторе, а параллельно включенный транзистор для своей работы потребляет часть выпрямленного тока, КПД транзисторных фильтров порядка 0,4-0,6.

Транзисторный фильтр по схеме очень схож с транзисторным стабилизатором напряжения. Если в простейшей схеме стабилизатора вместо стабилитрона поставить конденсатор, то стабилизатор превращается в фильтр. Разница между транзисторным фильтром и стабилизатором заключается в том, что фильтр не обеспечивает при изменении напряжения питающей сети или сопротивлений нагрузки неизменного напряжения на своем выходе.